1.4 开关电源电路设计理论

1.4.1 开关电源控制方式设计

开关电源的设计多数采用脉宽调制（PWM）方式，少数设计采用脉冲频率调制（Pulse Frequency Modulation，PFM）方式，很少见到混合式调制方式。脉冲频率调制是将脉冲宽度固定，通过调节工作频率来调节输出电压。在电路设计上要用固定频率发生器来代替脉宽调制器的锯齿波发生器，并利用电压、频率转换器（例如压控振荡器）改变频率。稳压原理是：当输出电压升高时，控制器输出信号的脉冲宽度不变，而工作周期变长，使占空比减小，输出电压降低。调频式开关电源的输出电压的调节范围很宽，调节方便，输出可以不接假负载，详见图1-37所示的波形图。混合调制方式是指脉冲宽度与频率都不固定，都可以改变。目前这种调制方式应用得不是很多，产品类型也不多，只是在个别实验室中使用，其原因是两种调制方式共存，相互影响较大，稳定性差。再者，这种开关电源电路设计比较复杂，集成控制电路也不是很多。但是它的占空比调节范围很宽，输出电压能做到很低。

1．脉宽调制的基本原理

开关电源采用脉宽调制方式的占很大比例，所以有必要对脉宽调制的基本原理加以了解。220V交流输入电压经过整流（UR）滤波后变为脉动直流电压，供给功率开关管作为动力电源。开关管的基极或场效应晶体管的栅极由脉宽调制器的脉冲驱动。脉宽调制器由基准电压源、误差放大器、PWM比较器和锯齿波发生器组成，如图1-38所示。从开关电源的输出电压取一信号电压与基准电压进行比较、放大，然后将其差值送到脉宽调制器。脉宽调制的频率是不变的，当输出电压Vo下降时，与基准电压比较的差值增加，经放大后输入到PWM比较器，加宽了脉冲宽度。宽脉冲经开关晶体管功率放大器驱动高频变压器，使变压器一次电压升高，然后耦合到二次侧，经过二极管VD整流和电容C2滤波后，输出电压上升，稳定输出电压反之亦然。

设计脉宽调制要注意的是反馈信号的质量，反馈信号前沿要陡峭后沿要短促，设计时后沿要用斜坡校正，还要有误差补偿，各脉冲有一定的时间间隔，保证脉宽调制的稳定性和可靠性。

2．脉冲频率调制的基本原理

脉冲频率调制的过程是这样的：如图1-39所示，从输出电压中取出一信号电压并由误差放大器放大，放大后的电压与5V基准电压进行比较，输出误差电压Vr，并以此电压作为控制电压来调制压控振荡器（VCO）的振荡频率f。再经过瞬间定时器、控制逻辑和输出级，输出一方波信号，驱动VT，最后经高频变压器TR和整流滤波电路获得稳定的输出电压Vo。假设由于某种原因而使Vo上升或负载阻抗下降，控制电路立即进行下述闭环调整：Vo↑→Vr↑→f↓→Vo↓。该循环的结果是输出电压Vo趋于稳定，反之亦然。这就是PFM的工作原理。假设电源效率为η，脉冲宽度为m，脉冲频率为f，则有Vo=ηmfV1。当ηmV1确定后，通过调制VCO的振荡频率就可以调节输出电压Vo，并实现稳定输出。需要指出的是，a、b、c是压控振荡器外围元器件连接端，它们将决定振荡的工作频率和频率调制灵敏度；d为锯齿波电压输入端，由它改变定时器的定时时间。

频率调制的优点是电路的硬件较少，电路简单，但定时器逻辑控制器要求严格对周围元器件紧密布局，连线越短越好，所用的电容的频率特性、绝缘电阻、精密度比较高。

3．开关电源反馈电路的设计

开关电源有两种工作模式：一种是连续模式（Continuous Mode，CUM），另一种是不连续模式（Discontinuous Mode，DUM）。这两种模式的主要差别是，在振荡周期中电路电感是否有电流存在。也就是说，在振荡周期中电感上的电流为零值时称为不连续模式，在振荡周期中电感上的电流大于零的称为连续模式。连续模式能量是不完全传递的，不连续模式则为能量的完全传递。采用连续模式的转换器可以减小一次侧峰值电流和有效值电流，降低电路损耗。但连续模式要求增大变压器的一次电感，这将会使变压器的匝数增多、体积增大。不连续模式就是将高频变压器所存储的能量在每个关断周期内全部释放出去，所以要求高频变压器的一次电感量要小，以适合输出较大的功率。开关电源在采用哪种工作模式的同时，还必须联系到反馈。反馈的种类很多，电路也千变万化，但基本类型只有4种，即基本反馈电路、改进型基本反馈电路、配稳压管的光耦合反馈电路以及配TL431的精密光耦合反馈电路，如图1-40所示。图1-40a所示为基本反馈电路，这种电路在小功率开关电源中应用得较多，电路简单，成本低廉，有利于电源小型化，缺点是稳压性能差，电压调整率和负载调整率都不太理想。图1-40b所示为改进型基本反馈电路，它是在基本反馈电路的基础上加一只稳压二极管VS2和电阻R2而组成的。这样可使反馈电压稳定，负载调整率降低，输出电压的稳定性得到提高。图1-40c所示为配稳压管的光耦合反馈电路。当输出电压Vo发生变化时，光耦合器的发光二极管将发出不同亮度的光，外部电压与基准电压的差值经光耦合器接收后去控制集成电路UC38××进行调整，控制输出电压。该电路能使电源的负载调整率达到1%以下。图1-40d所示是配TL431的精密光耦合反馈电路，该电路在开关电源中应用得最多。它的效果最好，稳压性能最佳。用TL431代替稳压管VS2构成外部误差放大器，对输出电压Vo做精细调整，组成精密开关电源，使电压调整率和负调整率均能达到0.2%以下，应用十分广泛。

1.4.2 低通滤波抗干扰电路设计

低通滤波就是为了防电磁干扰。电磁干扰分为传导干扰和辐射干扰两大类。传导干扰是通过交流电源传播给用电设备的，它的干扰频率一般在30MHz以下，辐射干扰是通过空间大气层对物体的直射或斜射，它的辐射干扰频率为30～100MHz，甚至更高。

对于开关电源中的电磁干扰，我们要搞清楚干扰源来自哪里？干扰的通道和传播方式是什么？在开关电源中，电磁干扰主要来自功率开关管、整流二极管及高频变压器，当然还有一些非线性元器件及印制电路板元器件的布局和走线也不可忽视。功率开关管和高频变压器是处在高频环境下工作的。电压高、频带宽所产生的高次谐波含量高，要抑制电磁干扰，提高电源的工作效率，必须对产生电磁干扰的元器件进行精心设计。

开关管的负载是高频变压器的一次绕组电感。电感负载的特点是电路在开通和关闭瞬间将产生很大的反向电流，称为涌流。这种电流常在变压器一次绕组两端产生浪涌峰值电压。开关管在关断瞬间，由于一次绕组存在有漏感，有相当一部分电能不能传到二次侧，因此，这部分电能将在开关管的集电极或漏极形成尖峰电压，尖峰电压与开关管的关断电压叠加为浪涌电压，此电压对开关管造成严重危害，它还将通过导线由电路输出，形成传导干扰。同样，脉冲变压器的一、二次绕组在开关管的作用下，也将形成高频开关环路电流。这个环路电流将向空中辐射，形成辐射干扰。如果电路中的电容量不足，高频特性不好，高频阻抗高，这时高频电流将以差模方式传到交流电源电路中，形成传导干扰。另外二次整流的反向恢复电流比续流二极管的反向恢复电流小得多，但是，整流二极管的反向恢复电流所形成的干扰信强度大、频带宽、辐射面大，这些都是开关电源研发人员要认真对付的，防止这种干扰源的形成。

开关电源的传导干扰是由输入电源传播的，会对所有的电子设备产生严重的干扰。抑制传导干扰最有效的方法是在电路的输入、输出端加滤波器，还有加缓冲器、减少耦合回路、降低寄生振荡等方式。近年来随着新的电子器件不断出现，人们提出了一些新的抑制方法，包括有新的控制理论和新的无源缓冲电路等。

1．频率调制控制法

由于频率的变化而产生的干扰源的能量在开关频率下都集中在动态元器件上，要抑制这些动态元器件所产生的干扰频率，满足抑制EMI的标准，有一定的困难。开关频率、信号能量抑制是一种比较好的办法。能量调制分布在一个很宽的频带上，产生一系列的分立的边频带。这样将干扰频谱展开，干扰能量被分割成小段分布在各个频段上，经过频率调制，抑制开关电源的EMI被化解、吸收，使这一干扰源能量减小。

以前采用随机频率控制的主要出发点是在电路中加进一个随机扰动信号，使开关的时间间隔进行不规则变化，则开关噪声频谱由原来离散的尖脉冲变成连续分布频率噪声，这样噪声峰值大大下降。

2．无源缓冲电路

开关电源中的电磁干扰大多是由开关管产生的。其次，输出的整流二极管在导通时，其导通电流不仅将引起大量的开通损耗，还会产生大量的导通电磁干扰信号；在关断时，由于二极管极间电容的存在，同样产生电磁波信号。如果在电路上加进缓冲电路，不仅可以抑制二极管在开通和关断时的电磁干扰，而且具有电路简单、容易控制的特点，因而得到了广泛应用。但传统的缓冲电路结构复杂，很难控制，还可能产生高的电压、电流应力，对开关电源的使用寿命和工作可靠性造成不利。这种缓冲电路不能用于抑制电磁干扰。

图1-41所示是升压式DC/DC变换电路二极管反向恢复电流抑制电路，结构简单，可靠性高。

如图1-41a所示，VT1导通后，二极管VD1截止。由于VD1上的电压很高，VD1截止后靠反向尖峰电流加以恢复，反向恢复电流只能由特定的变换器才能抑制。图1-41b所示电路可以较好地解决这一问题。该电路在图1-41a所示电路的基础上增加了二极管VD2和电感L2，这两个元件与主电路电感L1串联，又与主二极管VD1并联。当VT1导通时，二极管VD2、电感L2对主电路进行分流，使VD1上的电流为零，直至VT1截止。由于L2的作用，VD2上的反向恢复电流很小，近似于零。这种变换器电路最重要的特点是限制了主二极管的反向恢复电流。这种方法还可以用在输入、输出整流二极管对反向电流的抑制方面。图1-42就是这种方法的运用实例。主二极管的反向电流会对开关管造成很大的电流、电压应力，轻则增加电路的功率损耗，重则会使开关管损坏。图1-43所示是无损缓冲电路，它的工作原理是这样的：主开关管导通时，电流IL分两部分，一部分流向二极管VD，即电流ID；另一部分流向L1，即电流IL1。当开关管关断时，电流IL1受VD1、C1的限制，利用L1、C1、C2之间的谐振及能量转换，实现对主二极管VD的反向电流的限制，使开关管的损耗、EMI的量大大减少。同时VT导通时，C1上的能量通过二极管VD2转移到C2上；VT关断时，C2和L1上的能量传递到负载。这种缓冲电路的损耗很小，效率很高，很有参考价值。

图1-44所示是正激式无源补偿电路，利用磁性复位绕组，可以更加方便地进行补偿。补偿电容CCOMP与寄生电容CPARA的容量大小一样。工作时变压器TR使CPARA产生的干扰电流与CCOMP所产生的干扰电流大小相同、方向相反，两者叠加后相互抵消，消除了干扰电流。二极管VD3不但可以保护开关管VT1，还对TR产生电磁信号起到旁路作用。

3．接地方法

“接地”有两种：一种是设备接大地，另一种是设备仪器信号接地。两者的概念不一样，目的也不同。前一种要求设备接地的接地电阻必须小于0.05Ω，后一种地是设备仪器电位的基准点。另外还有浮地，采用浮地的目的是将电路与公共接地系统可能引起的环流的公共导线隔离开。浮地可以使不同电位间的配合变得容易，可以增强抗干扰性能，使设备稳定工作。

4．屏蔽方法

抑制开关电源产生辐射干扰以及外界对电源的干扰，采用屏蔽的方法是最有效的，也是最普遍的。屏蔽的材料除了电导率良好的金属材料外，还可用磁导率较高的磁性材料。脉冲变压器对磁通的泄漏是最容易发生的，有漏磁就会产生磁场干扰。对这一问题，可以利用闭合环形成磁屏蔽，使磁场在一个环形材料内循环，不向外界散射。另外，还可以对整个开关电源进行电场屏蔽。若用电场屏蔽，则外壳引出线一定要与地连接。磁场屏蔽与电场屏蔽是两个概念，屏蔽的方式有点不同。屏蔽还要考虑散热问题和通风问题，一般在屏蔽外壳上钻圆形通风孔，通风孔以多为好，但孔径要小，防止泄漏。屏蔽外壳的引入、引出线要采取滤波措施，否则不仅不起作用，还可能成为干扰磁场发射天线。如果进行磁场屏蔽，外壳则不需接地。

5．滤波方法

开关电源用得最多的电流处理方法是滤波，如低通滤波、电源滤波、高频滤波、纹波滤波等。低通滤波就是将滤波电路安装在开关电源的进线与桥式整流电路之间，它可减少从电网引入的传导干扰噪声，对提高开关电源的可靠性起着十分重要的作用。

传导干扰就是电磁噪声干扰，是开关电源的主要隐患之一。传导干扰又分差模干扰和共模干扰两种。一般共模干扰比差模干扰所产生的电磁辐射能量要大。抑制电磁辐射的最有效方法是采用无源滤波。

1.4.3 整流滤波电路设计

1．低通滤波电路设计计算

低通滤波电路是由电容电感所组成的，它结构简单、成本低廉，但它的作用对抑制传导干扰是有效的，理论上电路设计是复杂繁琐的，技术指标有十几个，计算公式也非常冗长。

进行低通滤波设计时，应注意电磁兼容性。所有的电子设备都在不同程度上存在有EMI，也要求具有良好的EMC。根据麦克斯韦理论，任何传导，如果有电流在导体上流动，那么这个导体的空间就会产生变化着的磁场，磁场作用范围的大小，取决于变化着的频率和产生电磁的电能的大小，它将决定磁场辐射的强度和发射电磁的空间，这就是电磁干扰。而EMC是什么？在有限的空间、时间和频率范围内，各种电气设备共存而不引起设备性能下降，这就是电磁兼容性。一台良好的EMC电气设备，应该不受周围电磁噪声的影响，也不对周围环境产生干扰。

低通滤波器的参数有很多，主要影响参数如下。

（1）低通滤波频率的低频段fL和高频段fH的计算

式中，Cin为低通滤波器的电容，以图1-23b的电路为例：

式中，Vin是变量，有三种电压输入方式：固定输入：110/115V；通用输入：85～265V；随机输入：230V±35V。

η为滤波整流效率，

式中，DC为当输出电压为最佳值时的调制占空比，一般取0.41；PD为低通滤波后的整流输出有效功率；VF为整流二极管的正向压降；K为输出直流电压与输入交流脉动电压比值。

式中，LS是感通量，以图1-23b为例，LS=L1+L2。

fL和fH是滤波器低端和高端振荡频率谱，输入阻抗Rin是随着频率上升而增大的，它处在低端抑制电源本身，通过网线的传导干扰，它对EMC起很大作用。fH是高端频率谱，感通量越低，振荡的频率越高，对抑制空中的辐射电磁波的能力越大，但过大的LS不利于EMC。

（2）低通滤波输入电抗的计算

电抗是阻抗、感抗和容抗的矢量和，它跟随频率变化。当感抗等于容抗时，就产生谐振；当感抗大于容抗时，负载称为感性负载，反之为容性负载，两种负载对电路计算和处理的方式是不同的。输入阻抗在一定频率下，所呈现电阻是不变的，但在频率改变时，它将沿着指数曲线变化，它对电路损耗也有影响。

式中，ZC是交流电抗，R是交流阻抗，2πfL和1/（2πfC）是感抗和容抗。电抗ZC的大小，直接影响电源的效率，三参量搭配是否合理对抑制EMI的产生、保证射频传输干扰指标达到要求产生很大影响。

（3）插入损耗的计算

所谓插入损耗是指把EMI滤波器加进输入电路与桥式整流回路之间，负载噪声电压的变化对数比，它以电平分量分贝表示，分贝值越大，抑制噪声干扰的能力越强，EMC参量高。插入损耗Adb计算公式是

式中，V1、V2分别为滤波器插入前和插入后的噪声电压。插入损耗越大，低通滤波效果越好。

理论上计算损耗是很繁琐且复杂的工作，因为插入损耗是滤波器振荡频率的函数，只有通过实验室的实际测量，将测量的结果绘制成曲线得到结果。

（4）低通滤波器漏电流的计算

开关电源的漏电流是有明确限制要求的，一般漏电流来自电解电容和功率开关管，还有高频变压器的漏感所形成的漏电流，漏电流对人体安全是有害的。开关电源要求漏电流小于0.5mA。

ILD=2πfCinVC

式中，f是供电电网频率（Hz）；Cin是低通滤波电路所有电路上的电容量（pF）；VC是电容Cin对大地的压降（mV）。

2．输入整流滤波电路设计计算

开关电源的AC/DC转换是将交流电经桥式整流、电容滤波，称之为一次整流滤波。电源的控制电路、脉宽调制电路、功率因数校正电路都是在直流电的条件下工作的。

电网来的交流电压经全波整流变为脉动直流电压ui，再经过电容滤波得到较为平直的直流电压Vi，如图1-45a所示，。

交流电网的电压u，经全波整流，直流输出电压的0.9倍，即Vo=0.9u；直流输出电流Io=0.9u/（R+Z）；二极管承受最大反向电压。

例如，有一电网输入交流电压85～265V，输出功率Po=60W，求：1）输入有效电流；2）输入平均电流；3）计算输出纹波电压；4）计算充电电流；5）计算滤波输出的负载电流；6）计算电容寿命；7）计算整流二极管的峰值电流和开关管的峰值电压。

3．输入整流滤波电路元器件的计算

设开关电源的工作频率为50Hz，效率为85%。

输入最低直流电压。

输入最高直流电压。

电路输入功率Pi=Po/η=60W/0.85=70.6W。

计算转换电能占空比：Dmax=VOR/（Vmin+VOR-VDS（on）），Dmin=Vmin/（Vmin+VOR-VDS（on））。

式中，Vmin、VOR分别是输入直流电压在变压器一次绕组的最低和最高感应电压，VDS（on）是开关管的导通电压，分别取90V、135V和10V代入上式：

Dmax=135/（90+135-10）=0.628

Dmin=90/（90+135-10）=0.419

Dave=（Dmax+Dmin）/2=（0.628+0.419）/2=0.524

1）计算输入有效电流Ias=Pi/Vi（min）=70.6W/120.2V=0.59A。

2）计算输入平均电流Idc=IasDave=0.59A×0.524=0.31A。

3）计算整流滤波电容C的容量

式中，f为输入交流电压频率，50Hz；tc是整流二极的导通时间，通常整流桥的导通角为180°，但由于滤波电容C的作用对电路有充电和放电，二极管的导通角只能是36°～90°，也是电容充电时间。从图1-45b可见，oa为半个周期的一半，oa=5ms，那么ob是多少呢？

90∶5=36∶ob，即ob=36×5ms/90=2ms，则ab=5ms-2ms=3ms。

图1-45c是整流电流的波形。

4）计算电容负载电阻RLC=Vi（min）/Idc=120.2V/0.31A=387.7Ω。

设低通滤波的电抗ZC=10Ω，则滤波器的电阻与电容负载的阻抗比值为ZC/RLC=10/387.7≈0.026。

5）计算电容滤波的纹波电压Vcr=4Iasto×10-3/（2πC×10-6）=4×0.59×3×10-3/（2×3.14×68×10-6）V=7.08×10-3/427.04×10-6V=16.6V。

6）计算电路对电容充电电流Iaca。桥式整流电路每半周3ms时间对滤波电容充电（7ms为放电时间），其充电电流Iaca=tcIacp/（T/2）。根据阻抗比值0.026，由图1-46查到Iac/Idc=1.2，则Iac=1.2Idc=1.2×0.31A=0.37A。

又由图1-47查出Iacp/Idc=3.6，则低通交流输入的峰值电流Iacp=3.6×0.31A=1.12A。所以充电电流Iaca=3×10-3×1.12/10×10-3A=0.336A。

7）计算滤波电路的负载电流IrL。由输入有效电流Ias减去充电电流的矢量差为滤波的负载电流，。

8）计算电容寿命。若变换器确定的最高温度为60℃，机内温升为15℃，电容器工作环境温度为75℃。环境温度为75℃时，补偿系数K为1.32，50℃时允许纹波电流为0.33A，则

Ir75=1.32Ir50=1.32×0.33A=0.436A

当环境温度为50℃时，内部温升为

ΔT65=ΔT75K2=4.25×1.322℃≈7.4℃

当环境温度为75℃时，电流为0.26A，内部温升为

电容器的寿命LV为

LV=L0×2（75-65）/10×4（5-4.6）/10=2500×21×40.04H≈5285H

式中，L0为电容的保证寿命，可由生产商的产品目录查得。电容所承受的电压是最大输入电压的倍，实例中为。所以电容选用容量为68μF、耐压为400V、温度为105℃的电解电容，在环境温度为75℃时，承受最高电流为1.12A。

1.4.4 整流二极管及开关管的计算选用

开关电源的整流桥由四只二极管组成，每两只二极管串联起来完成交流电压半周期的整流任务。因此，每只二极管流过的电流只有每个周期平均电流的一半；每个二极管所承受的峰值电压的一半。

1．计算峰值电流IPP

IPP=Ids/Dmin=0.59A/0.419=1.41A

2．计算峰值电压Vdsp

设变压器一次电感量LP=0.85mH

通过计算，每只整流二极管所承受的电流为最大电流一半的3倍，所承受的电压为峰值电压一半的2倍，即，。根据计算选用二极管1N5407，它的最高反向工作电压VRM为800V，额定整流电流ID为3A，完全满足上例整流电路的要求。又根据所计算出的峰值电压和峰值电流选用IRF820，它的漏源反向击穿电压V（BR）DS和最大漏极电流IDmax也符合上面所计算出的参量要求。选用时请参考表2-5的技术参数。

3．开关功率管消耗功率的计算

开关功率管是开关电源的重要部件，是关系到电源损耗、功率效率的关键器件。以图1-48为例计算开关功率管的主要参数。这些参数既不是选用的开关管反向耐压越大越好，也不是放大倍数越高越好用，而是综合电路参数及其承受的应力应平衡。

图1-49所示，峰值电压为浪涌电压、吸收电压VR3、输入最大直流电压Vi（max）之和。

开关功率管所消耗的总功率PQ1为

按图1-50分别计算开关管在导通时起点和终点的电流Ids1、Ids2。

式中，ΔIL为电流在扼流圈上的波动值，按10%进行计算。

t1、t2、t3、t4的值如图1-50所示。t1+t2+t3=ton（max），t4=toff，t3为开关管的存储时间。

开关功率管MOSFET的PN结温度Tj越高，导通电阻Rds越大，功耗也越大。当Tj超过100℃时，Rds是产品目录给出值的1.5～2倍。所以，开关功率管的损耗主要是由于Rds而产生的。这时有必要加ton进行计算，也就是在Vi（min）时采用ton（min）进行计算。这里VT1采用IRF734，查技术参数表可知ton=0.04μs，toff=0.10μs，ton（max）=2.0μs。根据图1-50，t2=（2.0-0.04-0.10）μs=1.86μs。由上面公式求得

仔细分析，开关功率管有四类损耗：

1）开门损耗：PCON=I2sRDS（on）D

2）开通损耗：

3）关断损耗：

4）驱动损耗：PGD=CissU2i·fs

式中，Is为正向电流有效值；RDS（on）为MOS导通电阻；fs为开关工作频率；Ciss为输入电容；Coss为输出电容；UDS为MOS管漏-源极压降；Ui为输入电压；Ton为MOS管导通时间周期。

1.4.5 开关电源吸收回路设计

吸收回路如图1-48所示，它是利用电阻、电容和阻塞二极管组成的钳位电路，可有效地保护开关功率管不受损坏。VT1导通时，变压器TR1的磁通量增大，这时便将电能积蓄起来。VT1截止时，便将积蓄的电能释放，变压器一次绕组中便有剩磁产生，并通过VD5反馈到二次侧。剩磁释放完毕后，一次绕组N1的电压Vi（min）为

根据1.4.4节的计算，加在VT1上的电压峰值Vdsp≈495.74V。又设吸收回路工作周期T=10μs，一次绕组电感LP=0.85mH，则吸收回路的电阻R3为

时间常数R3C6比周期T大得多，一般取5倍左右。

则，取0.06μF

用开关管MOSFET上的峰值电压（Vdsp）减去图1-38中R3两端的电压VR3，就是阻塞二极管VD5所承受的电压。

式中，VS是高频变压器的二次电压，设VS=13.3V；n是该变压器的电压比，n=7/64≈0.109。

所以，VD5所承受的电压为Vdsp-VR3=495.74V-183V=312.74V，选用耐压值为400V以上、电流值在0.8A以上的高快速恢复二极管UF4004。