1.3 开关电源单元电路工作原理

1.3.1 整流电路

整流电路就是利用二极管和MOS的两个电极单向导电的特性，把交流电变为脉动直流电，再通过电容滤波、电感或电阻平波，使脉动波形平直，得到性能稳定的直流电。整流的方式有多种，有半波整流、全波整流、倍压整流、倍流整流及同步整流等。

1．半波整流电路

图1-16是半波整流滤波电路。对工频50～60Hz的电路，变压器TR的二次电压，负载电阻RF只有半个周期电压，即正弦电压在半个周期内的平均值，也是最大值的倍，那么一个周期内的平均值应该是最大值的倍，即，则。电路增加了电容滤波后，二极管的导通角减小了。所谓导通角，就是在一个正弦波周期（2π，即360°）中，二极管导通时间所对应的角度。电路没有加电容时，二极管的导通角是π（交流电半个周期为180°），加了滤波电容，二极管VD1的整流电压不是从电压零点开始的，而是从图1-17b的m点开始截止，由于电容C的放电，Vo下降到n点VD1又开始导通。可见，加了滤波电容后，整流二极管的导通角减小了，输出电压变为脉动直流电压，这时的输出电压升高了很多。一般是升高1～1.3倍，即Vo=（1～1.3）u2，计算u2的公式如下：

流过负载的直流电流为。

半波整流二极管反向截止时所承受的最大反向电压，这就是选用整流二极管的依据。对工频50～100kHz的高频，半波整流电路

u2=（Vo+VD+VL）/K

式中，K为整流系数。。

2．全波整流电路

全波整流电路是由两个半波整流电路组合起来的，电路如图1-18a所示。变压器的二次绕组有中心抽头，把二次电压分成大小相等极性相反的两个电压u2a和u2b。由于由两只二极管构成两个单相半波整流电路，交流电压在一个周期中两次导通，使输出电压Vo得到同一方向两个波形电压，如图1-18b所示，所以全波整流电路输出的电压比半波增加了一倍：Vo=2×0.45u2=0.9u2，输出的电流：。

全波整流电路加电容滤波后，输出电压波形如图1-18c所示。用电容滤波有一个缺点，那就是输出电压受负载电阻的影响较大。当负载增大时，滤波电容的放电时间常数减少，电容放电加快，因此负载电压波形脉动振幅增大，输出直流电压降低，为克服这一缺点，常在滤波电容之后加一电感平波，利用电感的特性使输出电压保持平稳，还解决了由于负载的加大使输出电压下降这一缺点。如果要求输出电压脉动更小，又在电感的后面再加一只电容，于是得到了π形滤波电路，如图1-19所示。它的输出电压Vo的计算如下：

式中，VD为二极管导通电压。

输出电流为，二极管承受的反向电压。

例如，一个桥式整流电路如图1-19所示，交流源频率f=50Hz，负载电阻RF=120Ω，输入电压u2=220V，求输出直流电压Vo，并选用整流二极管型号。

计算输出电压Vo

计算输出电流Io

桥式整流每半周要经过两只二极管，所以每次流经二极管的电流只有输出电流的一半。

二极管所承受的反向电压（VDF）为，每只二极管承受的电压约为156V，根据电路所承受的反向电压，整流二极管选用1N5393（最大整流电流为1.5A，最高反向工作电压为200V），见本书表2-5。

3．倍压整流电路

要求低输入电压，并能满足电子设备工作条件，需要采取一些技术措施，如有些国家工业供电电压为110V，比我国供电电压低一半，所以常采用倍压整流方式满足控制器正常工作要求。图1-20a是典型的倍压整流电路。输入的交流电压，经UR全桥整流，C1、C2滤波，在这一过程中，整流后的脉动电压分别给C1、C2充电至，当输入电压U=110V时，。图1-20b由于有电容C的作用，输入电压给电容C充电至uc，使uc=u2，所以Vo=uc+u2=2u2，从中可以看出，电路有几只电容就能使输出电压有几倍的输入电压。图1-20c有4只电容，就得到输出电压等于4倍的输入电压。需要指出的是滤波电容应该有足够大的容量和在充电中具有2倍以上的额定工作电压。图1-20a的R1、R2是均压电阻，用于平衡C1、C2的压降，使两者相等。

4．倍流整流电路

有很多电子设备，在负载供电不足的情况下，要求供电设备满足供电电流的需要，又要求不能增加成本和体积，那么这时采用倍流整流的方式是比较好的一种方法。图1-21a和图1-21b是两种倍流整流电路图。当图1-21b的u2的上方为正、下方为负时，正电压通过VD1向电容C充电，充电压，同时也向负载RF供电流，另一路，u2上方的正电压也向L1、L2充电，电感是感性元件，这半周期对电感来说是储能时期，不向负载提供电流；当u2的电压上变负、下变正时，电流通过VD2向负载RF提供电流，随着时间推迟，u2下端的电压下降，向RF提供的电流下降，此时，L1、L2所存储的电能使VD2延时导通，又一次通过VD2向负载RF供电，u2在下半周里，两次向负载提供电流，到下一周的上半周期里，同样L1向负载有两次供电流的功能。L1、L2要有一定的电感量，它所存储的电能足以使VD2或VD1导通，才可实现两次向负载提供电能。图1-21a的工作原理与图1-21b一样，只是两只电感连接方式不同，一个是串联而另一个是并联，其作用效果是一样的。

5．同步整流电路

当电路的输出特性是低电压、大电流时，采用同步整流是合适的，采用同步整流方式可实现5V/10A的电能输出。同步整流分电压同步整流和电流同步整流，对变换激励方式分为正激式同步整流和反激式同步整流，无论哪种形式，其工作原理一样，都是利用变压器二次绕组波形控制MOSFET的通断开关。图1-22的两只MOSFET是并联的。当脉宽调制脉冲处理低电平时，VT3回流导通MOS管，VT1是整流截止MOSFET，在脉宽调制脉冲没有时，整流贬VT3继续导通；当脉宽调制脉冲为高电平时，VT3截止，高电能通向L、R7向电容C2充电。R4是VT2的驱动电阻，R2是VT3的驱动电阻。VT1导通时VT2也导通，此时直接向负载提供电能。同步整流管VT2的电流流向是，二次绕组上端→L左端→L右端→C3（负载）→地→VT2源极→VT2漏极→变压器的下端。VT2的驱动信号是通过R5加到栅极的。VT1截止时VT2也截止，VT3与L停止向负载RF提供电能。当VT1截止时，储能电感L的极性相反，同步整流管VT3的电流流向是，L的右端→C3（负载）→地→VT3源极→VT3漏极→L的左端。VS2、VS3分别是两只MOSFET的栅极稳定管，防止因栅极电压太高而损坏MOSFET，C1、R3和C2、R7组成高频阻容衰减网络。

同步整流电路如果处在电源过载或电源启动时由于磁心退磁，使变压器不能正常工作。磁心必须选用N30材质，磁心允许工作最大磁通密度Bmax=0.21T，电压变压器的退磁时间计算如下：

式中，n为振荡变压器正向匝比；CD-E为整流MOS管漏-源极间电容，根据MOS管技术参数说明书，一般CD-E为220pF；Ae为振荡变压器磁心截面积；uds为MOS管与导通时的压降，一般为2.5V。

如果退磁时间过长，会引起磁心磁饱和，不能很好地工作。

1.3.2 输入低通滤波电路

低通滤波电路是为防止或抑制电源电磁干扰的基本电路，电磁干扰（EMI）的频谱大致为低频10kHz～1MHz，中频1～10MHz，高频10～30MHz，30MHz以上为甚高频。传导干扰分差模干扰和共模干扰两种。差模干扰是两条电源线之间的噪声干扰，共模干扰是两条电源线对大地的噪声干扰。要求EMI滤波器符合电磁兼容（EMC）的技术要求，必须要滤除电源外部的电磁干扰，又不能向电子设备外部发射干扰信号。低通滤波器有很强的抑制差模和共模两大干扰源的作用。

低通滤波器的主要参数有额定电流、漏电流、额定电压、测试电压、直流电阻、绝缘电阻、工作温度、使用温度范围、抑制频率、辐射强度、插入损耗等多项参数指标。

开关电源所设计应用的滤波器比较简单，图1-23a是开关电源常用的EMI滤波电路。以图1-23b所示双极串联低通滤波电路为例，L1、L2和C2、C3用来滤除共模干扰，C1、C4、C5滤除差模干扰。当出现共模干扰时，由于L1、L2中的四个线圈的磁通方向相同，经互相贯通耦合，总电感量成倍增大，对外来的线与地间的共模信号呈现出高阻抗，使之不能通过。四个线圈分别绕在低损耗、高磁导率的铁氧体磁环上，可将C2、C3上积累的电荷泄放掉，避免因电荷影响抑制电磁干扰的特性。对要求滤除EMI比较好的电子设备，可采用图1-23c的滤波电路，它对EMI的抑制效果比前两种低通滤波好很多，这是因为重叠贯通，强力阻挡。

低通滤波电容容量的计算：以图1-23c为例，CFR=C1∥C4∥C7∥（C2+C3）∥（C5+C6）是C1、C4、C7并联，而C2、C3与C5、C6分别串联后再并联。

低通滤波电感量的计算：L1、L2、L3为上下两层电感量并联，上下的电感是不相等的，因为一层绕在磁心里面，另一层则绕在磁心外面，必须通过测定磁心的电感量。

在绕电感时，必须是两根线同时并绕，以确保上下的电感一致。

1.3.3 峰值电压钳位吸收电路

开关电源的驱动MOSFET与高频变压器的一次绕组在功率转换驱动过程中，由于一次绕组的漏感与开关管关断时的峰值电流，引起漏极电压突然升高，它与一次绕组漏感一起，形成强烈的电磁振荡，振荡波不但发射高频电磁波，还消耗了大量的电源能量，重则可使MOSFET瞬间爆炸，而对这种恶劣的环境，削减峰值电压的产生和抑制高频发射，对开关电源的品质效益极为重要。为此，必须增设峰值电压钳位吸收电路，保护开关管正常工作。图1-24所示是五种峰值电压钳位吸收电路。

由电阻R1、R2和电容C组成的RCR吸收网络，利用电容的充放电功能及电阻的阻尼作用，把部分高能量的电压通过开关管的漏-源旁路掉，又通过电容C的放电，分流一些峰值电能，达到钳位吸收峰压的目的，图1-24a所示电路很经济但效果不是很好。

将电阻R和电容C并联后再与阻塞二极管VD串联组成图1-24b所示的CRD钳位吸收电路。它的工作原理与图1-24a所示RCR钳位吸收电路一样，只是阻塞二极管对峰值电压的限制作用大一些。要选用反向峰值电压高一些的阻塞二极管，否则VD将会烧毁。

利用瞬态电压抑制器TVS（P6KE200）和阻塞二极管（超快速恢复二极管）及电阻、电容所组成的CRSD钳位吸收电路，如图1-24c、d所示，峰值电压通过稳压二极管（TVS），向电阻R及电容C泄放，将电压钳制在合理的设计值以内。阻塞二极管VD把高频变压器一次绕组漏感通过开关管D-S的极间电容旁路至大地，它是开关电源普遍应用的一种电路。

3DLC钳位吸收电路如图1-24e所示。利用三只二极管、两只电容和一个电感组成峰值电压吸收网络。它的功能齐全，对峰值电压钳位吸收效果比较好，而且对所产生的高频率有一定的屏蔽作用，但使用的元器件多，结构较为复杂。

1.3.4 功能转换快速开关电路

开关电源电路是由许多功能电路组成的，要了解电路的工作原理，必须首先弄清楚组成电路的各个功能，从这点出发，我们将开关电源的各功能电路从定性到定量进行分析，这对学习开关电源电路是有益的，并对电路设计很有帮助。

功能转换包括脉冲宽度调制转换和功率因数校正，进行转换的电子元器件主要是开关管及其他元器件，转换的快慢将影响电源的损耗和它的效率。转换是依托MOSFET的截止和导通来完成的。由于MOSFET存在极间电容，尤其是D-S极间电容，它的存在严重影响了MOSFET栅极接受控制信号的时间，还由于极间电容的存在，不能将信号完全传递，在开关管的饱和区里，寄存有大量的自由电子和空穴，这样大大延迟了开关速度。为了弥补这一缺陷，设计出MOSFET快速开关电路，图1-25所示为四种快速开关电路。

1．RCD快速开关电路

RCD快速开关电路是开关电源电路里面应用比较多的，一共只有三个元器件，结构简单，效果很好。正脉冲信号从IC出发，首先到快速开关二极管VD的阳极使其导通，正脉冲信号却不能打开晶体管VT1，使其截止。正脉冲经R1限流并由此产生正向电压，正信号电压很快触发MOSFET导通，导通时间的长短由脉冲的宽度即占空比的大小决定。当触发脉冲传递完成后，而开关管不能完全把电子从MOSFET驱动干净，饱和区还残留有大量电子，残留电子从栅极进入晶体管的发射极，再由发射极进入“地”。需指出的是，残留电子因不能打开二极管而进入IC，消除了因开关管积蓄电子而影响开关速度这一弊病。图1-25b、c的工作原理基本与图1-25a的工作原理相同。

图1-25a所示限流电阻R1的计算：

R1=Vb/IG

式中，Vb为VT1的截止电压，PNP型的Vb＞0.7V，NPN型的Vb＞0.4V；IG为MOS管栅极吸收电流10～100mA。

图1-25b、c对R1的计算一样，只是Vb代表二极管的正向导通电压。图1-25d对R2的计算：

R2=（Vb-Vbe）/IG

式中，Vbe代表晶体管b-e极间电压，IG为MOS管栅极吸收电流。

图1-25d的漏电电容C的计算：

C=1/（2πfwo·R2·Kde）

式中，fwo为变换器工作频率；Kde为放电时间常数，它比充电常数大2～5倍，还与电容容量和电容材料有关。

2．图腾柱快速开关电路

图腾柱快速开关电路是开关电源电路应用比较多的一种快速开关电路。它是NPN型和PNP型晶体管组成的复合管。如图1-25d所示，VT1、VT2的基极和发射极并联，其中VT1（NPN型）的集电极接高柱，VT2（PNP型）的集电极接低电位“地”。触发信号从IC出发，经电阻R1形成触发电压去触发复合管的基极。从图可知，VT2处于反向偏置，使其截止。触发信号从VT1的b极到e极经电阻R2到达VT3的栅极，VT3受正向脉冲的作用，立即导通，驱动高频变压器的一次绕组。VT3导通时间的长短决定触发脉冲的宽度。开关管导通的时间越长，变压器感应的电压越高，相反就低。触发脉冲消失后，开关管VT3的区间残留有大量空穴，自由电子从栅极出发经电阻R2到复合晶体管的发射极，由于VT1反向偏置电子不能进入，只能从VT2的e极到c极，再入“地”，将大量自由电子旁路掉，为VT3再次“开门”创造了有利条件，起到快速开关的作用。

1.3.5 输出恒流、恒压电路

有很多地方需要一种恒功率供电，要求在负载发生变化时输出电压保持不变。

图1-26a为LM393恒流恒压电路，它有两个控制环路，一个是电压控制环路，另一个是电流控制环路。由R13、R24、IC2（A）及IC3组成恒压控制电路。IC2（A）的5脚是标准电压（Vstan），由IC3供给，为2.2V。IC2（A）的6脚是检测电压（Vfest），它是随着负载和输入电压的变化而变化的，。两种电压进入IC2（A）进行比较，其差值为负电压时，由IC2（A）的7脚输出，VD11因它的阴极为负电压而导通。当输出电压Vo降低时，采样电压下降，IC2（A）的7脚输出电压越低，二极管VD11导通角增加越大，发光二极管（光耦合器）IC1的电流增加越多，发光亮度增加越高，接收晶体管的电流也跟着增加越快。经调制占空比加大越宽，输出电压上升越高。反之输出电压下降，这样使输出电压稳定，起到稳压作用。

具体说，IC2（A）5脚的电压是

VIC（5）=VREF-R12·Iwo

式中，VREF为IC2（A）5脚基准电压，为2.5V，Iwo为IC2（A）工作电流，为0.1mA。这时VIC（5）=2.5V-0.1×10-3×1000V=2.4V。工作电压比基准电低1.8V-2.4V=-0.6V，便有VD11导通，IC3发光调制工作正常进行；当输出电压Vo上升10%，Vo达19.8V时，6脚电压升到VIC（6）=Vo·R24/（R13+R14），VIC（6）=19.8×3000/（27000+3000）V=1.98V，说明检测电压比基准电压低0.42V，二极管VD11导通减小，输出电压降低，IC1发光二极管的发光强度减弱，接收晶体管的电流下降，占空比下降，输出电压下降；如果输出电压Vo再升高，低于0.4V，VD11反向截止，IC1发光二极管熄灭，占空比为零，实施过电压保护。

由R13、R9、R21、IC2（B）、IC3组成电流控制电路。IC2（B）的3脚是标准电压（Vstan），经R21降压供给IC2（B）的3脚的电压约为1.8V。IC2（B）的2脚是检测电流，经取压电阻形成0.1×2.5V=0.25V的检测电压（Vfest），它随着负载电流的改变而变化，两种电压进入IC2（B）进行比较，差值为负电压时，由IC2（B）的1脚输出。同样道理，负载电流上升时，R9的电压上升，由IC2（B）的1脚输出负电压上升，光耦合器IC1的发光强度下降，调制占空比下降，输出电流下降，使输出电流稳定，起到恒流的作用。

再看LM393的恒流计算：IC2（B）3脚的基准电压VIC（3）=VREF·R22/（R22+R21）=2.5×4100/（4100+10000）V=0.727V。IC2（B）3脚的检测电压之差为-（0.25-0.727）V=0.477V，这时电路工作正常。当输出电流增加20%，达3A时，工作电压达Vwo=Io·R9=3×0.1V=0.3V，这时IC2（B）的差电压0.3V-0.727V=-0.427V，VD17仍处于导通状态，只是导角减小，IC1的发光二极管发光强度下降，占空比下降，输出电压、电流下降，但仍保持恒流；当输出电流增到30%时，VD17截止，IC1的发光二极管熄灭，变换器实施过电压保护。

图1-26b是LM358恒流恒压电路，它的工作原理与上面介绍的基本相同，不同的是输出到二极管的阳极，是正电压比较。由VD4整流、C17滤波的直流电压经R9限流供给IC2，没有上面介绍的电路供给IC3的效果好。电压控制环路由R12、R13、IC3（B）及IC2组成；电流控制环路由Rs、R6、R7及IC3（A）组成，两路工作平行运行，不论电流或是电压出现不平衡时，就由不平衡的那一路进行调节，VD5、VD6就是不平衡调节的或门，控制电流或电压环路。

1．电流控制回路Io的计算

R8是决定输出电流的重要元件，也是输出电流检测、实施过电流保护的重要元件。

2．电压控制回路Vo的计算

3．光耦合电阻R4的计算

式中，VSA是LM358的正向饱和电压，正常时VSA=3.5V；VF6是二极管正向压降，VF6=0.7V；VF是发光二极管正向压降，VF=1.2V；CTRmin是光耦合器最低电流传输比，取CTRmin=120%；Ic（max）为变换器控制电流最大值，Ic（max）=15mA。

4．计算IC3电压控制系统工作电压、基准电压

VIC（5）=Vo·R13/（R13+R12）=15×5×103/（5×103+25×103）V=2.5V

VIC（6）=VREF+R11·Iwo

式中，Iwo为LM358的工作电流为1mA。

VIC（6）=2.5V+1×103×1×10-3V=3.5V

这时LM3587脚的输出电压：VIC（7）=VIC（6）-VIC（5）=3.5V-2.5V=1.0V。这时LM358处于正常工作状态。当Vo增加20%，达到15×1.2V=18V时，VIC（5）=18×5×103/（5×103+25×103）V=3V，VIC（7）=3.5V-3V=0.5V。0.5V的工作电压加到VD5，VD5仍处于正向导通状态，但导通角已是很小了，IC1发光二极管的发光强度很小，占空比D下降，使输出下降。同理，如果输出电压再上升25%，变换电路将实施过电压保护。

当输出电压Vo下降，IC3（B）的7脚电压上升，调制占空比加大，保持输出电压不变，此电路不具备欠电压保护功能，只能调整输出电压。

5．恒流控制的计算

恒流控制回路和恒压控制回路的控制方式相同，它们都不受外界条件的扰动而发生变化，恒流控制由R8及IC3（A）、IC2等外围元器件组成。R8是输出电流检测电阻，检测电压

VR8=Io·R8=1.65×0.13V=0.22V。IC3的2脚的工作电压为

VIC（2）=VREF-（Iabso·R7+VR8）

式中，VREF为IC3的基准电压；Iabso为IC3（A）正端输入吸收电压。

VIC（2）=2.5V-（1.8×103×1×10-3+0.22）V=0.48V

根据图1-26b可见，IC3（A）的3脚为零电压。它的1脚输出0.48V，经VD6可触发IC1发光二极管发光，当输出电流增大1.3倍时，VIC（2）=2.5V-（1.8+0.28）V=0.42V，VD6截止，IC1发光二极管熄灭，电源实施过电流保护。

1.3.6 PFC转换电路

PFC的核心作用是限制电网输入电流谐波。功率因数低的危害性很大，必须要求功率变换的电子设备安装功率因数转换装置。

1．L6562/PFC转换电路

图1-27a是L6562/PFC转换电路。它是怎样工作的呢？从输出电压VDH用电阻R17、R18分压，取出一信号电压，信号电压进入IC1的8脚，它与IC1片内的基准电压进行比较，其差值又与桥式整流后的100Hz脉动电压一起进入IC1的3脚，输入给电压误差放大器，误差电压与差值信号一同进入乘法器相乘，乘法器输出一电流，又与进入IC1的4脚的开关管VT1源极控制电流进行比较、放大，均化后得到一控制电流信号，控制信号由IC1的7脚发出，经R1、VD3、VT2组成的快速开关电路，去触发驱动管VT1的栅极，输出电压经升压二极管整流，从而使输出电流波形与输入电压波形同相位。转换结果是电流谐波含量（THD）减少，功率因数（cosφ）提高。图中，R25、R27、R26、VS、C22及VT3组成输入过电压、欠电压保护电路。当VA点的电压低于25V时，稳压二极管VS正向导通；VT3导通，IC1的2脚误差信号输出因低压锁定而无信号输出，振荡停止，实施欠电压保护。当VA的电压大于75V时，VS、VT3导通，关闭片内的四-二与非门，7脚无触发信号输出，VT1停止工作，起到过电压保护的作用。

VA点的高电压计算：。

低电压计算：。

（1）乘法器降压电阻（R29+R28）的计算

所有PFC转换都是利用电源电路里的PFC芯片的一个小的启动电流来进行电压采样。采样电压进入乘法器，与乘法器里的基准电压比较，从而实现PFC转换，保证功率因数处在较高的水平上。

R28+R29=Vi（min）/Istar（min）

式中，Vi（min）为输入最低直流电压；Istar（min）为L6562最小启动电流。

（2）乘路器采压电阻R26的计算

根据L6562技术参数可查到IC1的3脚门控电压Vdoor，此电压为门控检测电压，依据电阻分压计算有

式中，Vi（max）为交流输入经整流后的最大直流电压。

（3）PFC转换电压反馈电阻R2的计算

L6562的4脚（CS）为PWM比较器输入端，由电阻R2检测通过MOSFET的电流，转换成电压传递到该脚内部的参考电压比较电路来决定MOSFET是否关闭，片内经R2流出的正常工作电压为0.54V；反馈电阻R2计算：

R2=Vtest/IPFC

式中，Vtest为L6562片内检测电压，超过此电压1.2倍时MOSFET将关闭，PFC转换停止，实施过电压保护。

IPFC=IPFCO/（1-0.5KRP）·Dmax

式中，IPFCO为PFC一次绕组输出电流，IPFCO=Po/Vi（min）×KRP，KRP为一次纹波电流与一次峰值电流的比例系数，对于大功率为0.44，对于小功率为0.55。KRP不仅与功率有关，还与效率有关。

（4）输出电压钳位电阻R17的计算

设R18为1.2MΩ，查L6562的片内基准电压为3.96V，根据公式

VDHR17/（R17+R18）=VREF

将R18、VREF、VDH代入，可得到R17的阻值。

2．FAN7527/PFC转换电路

图1-27b的电路结构与图1-27a基本一样，只是没有输入电压保护电路。控制IC1工作在临界导通模式。所谓临界导通模式是，升压变压器TR1的电感电流，在一个开关周期之前降为零，使驱动管的开关损耗为零，效率高；交流电路电流是连续的，没有死区时间，将开关峰值电流钳制在平均输入电流的两倍水平，这就是临界导电模式。

图中VD3是升压二极管；TR1是升压变压器；R3、R4、R5、R6、C8是乘法器采样输入电路；R18是PFC零电流检测输入限流电阻，将电感转为电压来检测内部MOSFET的开关状态，当电流为零时打开MOSFET的驱动信号，因此，功率管工作在零电压导通状态；R6是VT1的限流电阻；R7、VD2起着快速开关作用；R9、R10过电流反馈与限流电阻；C10为误差放大器输入和输出补偿电容。

FAN7527转换电路与L6562转换电路完全一样，只是电路元器件稍多，两个IC的技术参数有所不同，现在分别对电路元器件进行分析计算。

（1）乘法器取压电阻R3、R4、R5的计算

FAN7527是有源功率因数转换集成电路控制器，它的最小启动电流为55μA，最大工作电流为182mA，它的3脚是Istar电流启动输出端口，也是电压采样到片内乘法器输入端口，是实现PFC转换的开端：（R3+R4+R5）=Vi（min）/Istar=120.19/55×10-6Ω=2185kΩ≈2200kΩ。三个电阻值分别如下：R3=R4=1000kΩ；R5=200kΩ。

（2）分压采样电阻R6的计算

查FAN7527集成电路3脚的门控检测电压为3.41V，根据公式计算：

代入R3、R4、R5，得R6=20kΩ。

（3）PFC转换输出电压

PFC电路输出电压要求从85×2V=120.19V到265×2×1.07V=400.9V，变化范围大，控制转换的占空比变化也大，因此占空比的计算方式与其他转换占空比计算方式也有些不同。对升压变压器绕组感应电压：

式中，VOR为升压变压器一次绕组或感应电压；VDS为PFC变换器开关升压二极管导通电压。

1）在电阻R3～R5作用下，PFC的输出电压为

VDH（min）=Istar（min）（R3+R4+R5）=55×10-6×2.2×106V=121V

VDH（max）=Istar（max）（R3+R4+R5）=182×10-6×2.2×106V=400V

2）从FAN7527的特性参数可知，调制基准电压Vadju=3.3V。在输出调压电阻R17、R16、R15、R14的作用下，PFC的输出电压为

VDH（max）=（R14+R15+R16+R17）·Vadju/R17=（470+470+260+10）V×3.3/10V=399.3V

3）在占空比作用下的输出最高电压为

VDH（max）=VBmin/（1-Dmax）=120.19/（1-0.699）V=399.3V

或VDH（max）=VOR/（1-Dmin）=273.91/（1-0.307）V=395.3V

（4）高频旁路电容C10的容量计算

输出电压经R14、R15、R16与R17∥R18分压，使IC1的1脚基准电压，也就是说，IC1由这一基准电压，经升压后，使输出VDH达到400V。进入1脚的基准电压经C11高频旁路，使这一电容交流分量成分含量减少，控制VDH输出电压波动更小。设基准电压对C10的充电时间为tce=600μs，要求，则

C10=2πKce·tce/（R17∥R18）

式中，Kce为光电时间常数，设Kce=3，则

3．UC3854/PFC转换电路

如图1-27c所示，L10、VD8、VT8、IC1、C12～C14等元器件组成功率因数校正电路。L10是升压电感，它的材质是铁-镍56环形铁氧体。VD8是升压二极管，采用超快速恢复二极管。R11、R12是输出电压分压取压电阻。IC1片内的基准电压为7.5V，由电阻R12决定输出电压的大小。

R10是输出电流取样电阻，该输出电流用来检测输出负载的大小。C16、C17、R14用来进行电流放大器的输入端与输出端的相位补偿，以满足输出电流与相位的比例关系。R25是乘法器输出限流电阻，改变电阻R25可改变乘法器输出电流的大小。C23是电路软启动时间设定电容，它可改变振荡频率，振荡频率的计算：f=1.25/（R25C23）。C20、C21是高低频滤波及旁路电容。R22是C21为VCC供电电源的放电电阻。R18、R19是输入电压取压电阻，该电压进入IC1片内乘法器。R17、R32是负载电流检测取样电阻，该信号用来平衡输出电流的大小、实施过电流保护。R20、R21、R23、R24及C24是交流电压取压元件，它们对PFC电路的工作状态起着重要作用，要选用合适参数的元件。

1.3.7 PWM转换电路

PWM转换是开关电源两个转换中的一个重要转换，它对开关电源的输出功率、控制精度、电源效率起着至关重要的作用。

1．UC28600/PWM转换电路

图1-28a是UC28600/PWM转换原理图。它的工作原理是，从输出电压，经R34、R33分压，取出一信号电压与IC3的基准电压（2.5V）进行比较，其差值点燃IC4的发光二极管，经光电耦合，进入IC12的2脚。差值信号与片内振荡器的波形叠加调制占空比。电流放大后，由IC12的5脚输出电流调制信号，此信号经VD8、R10、VT6所组成快速开关电路，去触发VT5的栅极，触发信号再次放大去驱动高频变压器TR2的一次绕组，经变压器电能耦合，再由VD10整流、L3、C26、C27滤波，直流输出。当输出电压Vo大于设计值时，自然分压采样电压升高，IC4的发光二极管亮度升高，接收晶体管的电流上升，调制脉宽（占空比D）变窄，变压器耦合电能下降，使输出电压Vo下降。反之亦然，保持输出电压稳定。

电路图上的R4、R5、C9和VD7组成普通的峰值电压钳位吸收电路。当阻塞二极管VD7截止时，可将吸收电容C9上的电荷快速释放掉，从而抑制了振荡电压的产生，提高了电路转换效率。R3是电源启动降压电阻。VD5、VD6、R9、C12是IC12的供电电路。R6、R7为负载检测分压电阻。R14、R16、VD4从恒流源VT4分流送入3脚，另外从电压反馈电阻R11取压送到3脚，进行电流检测。R13、R15、VT4是恒流电路。

2．UC3843A/PWM转换电路

图1-28b是用UC3843A所组成的PWM转换电路。其工作原理如下：桥式整流后的脉动电压VDH，经C5滤波后通过上拉电阻R3、R4送入IC1的7脚，作电路通电的启动电压，此电压得到C6再次滤波和VS2的稳压后，电压质量是较高的。由R7、C7、VD2组成峰值电压钳位吸收电路，通过这一电路，将转换电压平稳地送到开关驱动MOSFET的漏极，为脉宽调制供给电能。

吸收回路电阻R7、电容C7的计算：

式中，Vasp是一次绕组的峰值电压，

峰值电流IPK的计算：IPK=Iac/Dmin

LP为高频变压器一次电感，LP=Vi（min）ton（max）/IPK

R7、C7是吸收回路中的振荡组件，它的时间常数是吸收回路工作周期的5～10倍，则C7=KT/R7，C7的单位为F。

上拉电阻R3、R4的计算：R3、R4是芯片UC3843A的降压电阻，供给IC1的7脚启动电压，根据UC3843A的工作参数进行选定。设最低启动电压为VQmin、最小启动电流为IQmin，，电路使用两只电阻（R3、R4）是为了降低电阻的功耗，减少体积。

3．FAN7554/PWM转换电路

图1-28c是由FAN7554所组成的脉宽调制转换电路，电路由C12、R23～R25、VD13组成峰值电压钳位吸收回路。三只电阻R23～R25并联是因为前级为功率因数校正，处于高压输入，VD13是超快速恢复阻塞二极管，它具有反向击穿电压高、恢复时间很快的特点，对峰值电压具有极好地削减、阻尼作用。R21、R22、VT2、VS5及C14是给IC2在通电启动期间供给电压，VT2、VS5为IC2的7脚提供优良的稳压恒流电能。R16、VD4、C13为IC2在运行期间提供工作电压。R16是限流电阻，由高频变压器的反馈线提供高频交流电压，交流电压经VD4整流、C13滤波向7脚供电。C14是高频旁路电容，消除滤波后的高次谐波。R30、VD6、VT4是VT3的快速开关电路。为泄放开关管VT3的漏-源极间电荷，电路加了C15，也为保护开关管、降低热耗起一定的作用。R35是IC2的3脚峰值电流取压电阻，为同相输入的端电压进行过电流检测。R36是电压负反馈检测电阻，它与R35一起，对电路进行过载保护。R35也称采压电阻，阻值越小，流进漏极的电流越大。

高频变压器的二次绕组将一次电能耦合到电源输出。C22、R36抑制VD7上的高频电压，VD7为肖特基整流二极管，二次电压通过C23～C26、L5整流滤波、VS1稳压输出。R38是PC1的限流电阻，，式中，VREF为基准电压，VDF为发光二极管压降，IF为光耦合器的工作电流。R40、R41为输出电压分压采样电阻。R39、C27是误差放大器瞬态响应元件，C27为降低瞬态放大倍数。R37是调节光电输出阻尼电阻，防止输出轻载时电流跳动，起着限压稳流作用。

4．LM5021/PWM转换电路

图1-28d是具有启动电流小、功耗小、电流控制模式响应速度快的脉宽调制控制电路。电路工作原理基本跟上述电路相同。取样电压信号从IC1的1脚输入片内，再经3∶1的电阻分压，然后进入PWM比较器反相输入端，电流斜坡信号输入比较器的同相输入端，PWM比较器比较这两路信号后，再输出脉宽调制信号，同时通过逻辑控制及或门输出关断信号。时钟脉冲驱动触发器置位后再输出导通信号，从而完成脉宽调制功能，这就是双脉冲调制逻辑电路。这种电路的特点是，在一个时钟周期内，脉宽调制器只能输出一个脉宽调制信号。它是随着误差控制输入信号的大小来改变占空比信号的宽窄。当误差控制信号输入为零时，控制器输出占空比也为零。VT2、VT3、R5、R6是图腾柱快速开关电路。电阻R12是外设时钟振荡频率电阻。C8是软启动电容，它将决定软启动时间和启动时的工作频率。

LM5021具有超低电流（250μA）启动功能，它运行在电流控制模式，在空载或轻载时，IC1自动进入跳跃周期，将脉宽控制信号从1脚反相输入，经R13限幅，C9、C10高频旁路。反相信号在IC1里面进行PWM调制，开关管的源极电流反馈经R7限流取压，正向流入IC1的6脚进行电流比较。若6脚输入电压超过0.6V时，开关管输出电能降低，进行逐个周期限流，起到过电流保护作用。

（1）脉宽调制电路启动电阻R1、R2的计算

（R1+R2）=（Vi（min）-Vstar）η/Istar

式中，Vstar为LM5021的启动电压，Vstar=12V；Istar为LM5021的启动电流，Istar=115μA。

R1+R2=（120.19-12）×0.85/（115×10-6）Ω=799.7kΩ≈800kΩ，令R1=470kΩ，R2=330kΩ。

（2）网络吸收电路R3、R4、C3的计算

R3、R4、C3组成PWM高压网络吸收回路，保护开关管VT1免受峰值电压的冲击，同时旁路来自电源的高频谐波，网络电路总阻抗，网络电路所形成的高频振荡，它的振荡时间常数比工作频率大1～2倍，即

根据C3的容量计算C3的容抗

ZC3=1/（2π·fosc·C3）

（3）IC1供电限流电阻R11的计算

计算R11所承受的电压：

VR11=（VIC（2）-VD2（on））/K

式中，VIC（2）为IC1的工作电压；VD2（on）为整流二极管VD2的导通电压；K为在100kHz的工作条件下，经电解电容滤波的半波整流系数，为0.707。

（4）电流检测电阻（R9+R10）的计算

脉宽调制转换由IC1的门控电压Vdoor决定，IC1的6脚电压由VT1的源极电流流经R26变换为检测电压，此电压经R7限流，进入IC1的6脚，与IC1片内的误差电压进行比较、放大、去触发脉冲占空比。当一次绕组的峰值电流超过1.2倍的设计电流时，启动IC1功能性地关闭脉宽调制转换系统，实施过电流保护，这是所有开关电源所具备的。

R9+R10=Vdoor/1.2IPK

这里的门控电压Vdoor是由IC1的片内比较器决定的，若是电流连续控制模式，Vdoor=0.5～0.8V；若是电压连续控制模式，Vdoor=0.4～0.7V；若是准谐振模式，Vdoor=0.5～0.6V。

（5）快速开关转换电阻R5、R6的计算

R6=Vb（NPN）/Ie，Ie=Ibβ=IG

则R6=Vb（NPN）/（Ibβ）或R6=Vb（NPN）/IG

R5=Ve/IG

式中，Ve为晶体管（任何一只）的发射极电压，具体表示为

Ve=Vbe+VRb，VRb=IbR6

所以，R5=（Vbe+IbR6）/IG=（Vbe+IbR6）/Ie

（6）滤波电容C1的计算

式中，fAC为输入交流电压工频频率，中国为50Hz，美国为60Hz；从图1-45可得知，tc为整流二极管的导通时间，以50Hz为例，导通时间为3ms。

（7）一次整流滤波后，交流旁路电容C2的计算

C2=1.8/（2π·Krip·Rin·frip）

式中，Krip为输入纹波与输入交流波的比例系数；Rin为电路输入阻抗，它是最大输入直流电压与峰值电流之比；frip是输入交流50Hz的3次谐波，为125Hz。

（8）光电接收晶体管平波电容C10计算

C10使IC2接收晶体管的光电转换速率加快，滤除转换电流的峰值，使PWM处在纯净无干扰状态。

C10=Kce·tce·Isoft/（2π·Vce·rmos）

式中，Kce为输入信号电流充电系数，取2.5%；tce为从信号电流接收到充电至最大值所需时间；Isoft为软启动电流；Vce为IC1充电到所需的电压；rmos为转换电路在该模式下的阻抗。

（9）光电限流电阻R16的计算

R16=（Vo-VREF-VLED）/IFO

式中，VLED为发光二极管的管压降；IFO为发光二极管正向工作电流，IFO应大于100mA。

（10）二次整波滤波电容C12、C13的计算

二次整流输出的滤波电容的容量大小，关系到纹波电压的高低。容量小，纹波电压高，影响电源质量；容量大，容抗大，呈容性负载，效率低，电容的体积大，是不允许的。

式中，Vrip为纹波电压，一般为输出电压的2%～4%；ton（max）为整流二极管最大导通时间，ton（max）=Dmax/fwor，fwor为二次整流后的频率。

（11）二次整流输出脉冲电压的计算

二次整流输出电压对滤波电容的充电只占全波整流时的1/3，如果以整流脉动频率300kHz计算，则充电周期时间。

这时，纹波电压为

Vrip=π2·Vo·tce/（Kn·CP·Dmin）

式中，K为整流滤波系数1.2，n为滤波电容的数量，如3次滤波，K=1.23=1.728，如两次滤波，K=1.22=1.44。

纹波电压与实际输出电压比为

KRC=Vrip/Vo×100%

如果纹波比大于5%，就不合格了。

（12）瞬态响应时间C17的计算

C17是影响负反馈瞬态响应时间的重要电容，同时，C17与电阻R17对电压调整率和负载调整率也有很大作用，它使采样信号有一个稳定的网络平台。

C17=1/（2π·fosci·R17·Kce）

式中，Kce为对C17的充电时间常数，该常数与电容容量和电容材料有关；fosci为误差放大器振荡频率。

对于其他各个元器件的计算将在第3章、第4章详细介绍。

1.3.8 开关电源保护电路

开关电源保护是所有电子设备安全运行的基本要求，按开关电源设计技术标准，所应用的电源必须具有过电流保护、过电压保护、欠电压保护、短路保护及过热保护等五种技术保护功能，这就是开关电源与其他电源相比的优势所在。

1．过电压保护电路

过电压保护是开关电源最基本、最普通的一种保护，它通常出现在检测电路开路、控制电路损坏，或者电源突然发生电压变化等情况下。过电压发生时，首要任务是保护负载，其次是保护开关功率管。一旦发生过电压，一般所采取的措施是振荡电路停止振荡，关闭驱动脉冲。一般电路在电压保护动作后，再启动电源，必须断开电源才能安全地恢复工作。图1-29a是二次回路输出电压过电压保护电路。当输出电压超过1.2倍的设计电压（Vo）时，稳压二极管VS1反向击穿，迫使VT3的基极电压Ub快速升高而导通，这样它的集电极电压Uc下降近于零电压，使得精密稳压源IC3的阴极失去了标准电压，下降到近似于零电压，这时IC2的发光二极管的发光亮度急增，IC2的接收晶体管突显大电流，使控制IC立即关闭PWM转换，输出电压停止，保护了因输出过电压而损坏电路。图中C3是当电路工作处在正常时为VT3提供偏置，让高频旁路；另外是当电路发生过电压时，避免VT3的基极与发射极短路损坏晶体管。

2．晶闸管过电压保护电路

众所周知，晶闸管由阻断转化为导通必须满足两个条件，首先是在阳极到阴极之间加上正向电压；其次是在门极和阴极之间加上适当的触发电压。向晶闸管供给触发电压的电路，叫触发电路。利用晶闸管的阻断和导通的降压来关闭开关电源的转换，可达到保护开关电源的目的。图1-29b就是这一实例。当输出电压Vo突然升高时，稳压二极管VS1反向击穿，IC2的发光二极管发光强度增大，经光耦合，接收晶体管的电流增大，足够大的触发电流流经R4形成足够高的触发电压，使晶闸管导通，将输出电压Vo拉到最低，促使脉宽调制的振荡电路停止工作，使电路得到保护。电容C2是微分电容，将触发电压微分成尖脉冲，使触发可靠。

3．NCP1207过电压、过电流、短路保护电路

图1-29c具有高效、低损耗、零开关功能，它还具有过电压保护、过电流保护及输出短路保护。VT2、VT3、R11、R18、R19、VS2、C12、IC2等是这些保护的基本元器件。当输出电压过高时，反馈绕组取样电压VF也高，VF经R11、R17分压、采样，采样电压由1脚进入IC1，迫使IC1锁定输出电脉冲，5脚停止向开关管输出脉冲，也使IC1的VCC工作电压下降，片内的振荡器停止振荡，实施过电压保护，当输出电流上升时，MOS管的漏极电流也上升，电流在R11上产生的压降也上升，当电压达到7.2V时，控制芯片IC1内部出现“溢出”，自动分压，消除因过电流而使开关功率管承受的高压应力，保护了开关功率管的安全；当输出电路发生短路或是过电流，输出电压为零时使IC2的发光二极管的亮度增大，IC2的接收晶体管的集电极电流跟随上升，上升电流促使R18的压降上升，场效应晶体管VT3导通，使VT2截止，这样IC1的6脚停止工作，起到短路或过电流的保护。R20、VS1是VT2的偏置元器件，通过VS1稳定地向VT2提供基极偏置电压。C8、C11分别为反馈信号电压和IC1的供电电流滤波元件。C12、C13是高频旁路电容，以保证光耦信号电流和IC1的供电电流的纯净性。

4．UC3842过电压保护电路

一般开关电源的保护功能都是控制IC里面所具备的功能，但是对于低成本多功能的电源，往往以几只分立元器件进行设计，就具有这样的功能。图1-29d就是利用两只二极管和一只稳压管所设计的过电压保护电路。采用PNP型和NPN型两种不同类型的晶体管（VT2、VT3）组成复合晶体管。二次电压经VD2整流、C1滤波得到直流电压Vo，是供负载所用的电压，设计要求该电压不以输入电压的变化而变化，也不以负载能量的改变而不稳定。电路在正常情况下VT2的集电极电压VG较小，VT2、VT3截止，输出电压正常，电路工作依旧。当输出电压Vo出现过电压时，控制电压VG因VS2反向击穿使它升高，其结果使VT2、VT3导通，A点的电压Ve2下降，控制IC1关闭驱动脉冲，振荡器停振，起到过电压保护的作用。需要注意的是，稳压二极管VS2的稳定电压与VT3的发射极电压之和（即Vs2+VBE3）小于输出电压Vo时，电路处于正常运行，反之电路将进行过电压保护。设计时Vs2的稳压值一般低于实际电压1V左右。

5．NCP1027P过热、过电压保护电路

过热保护也是开关电源的一项重要保护技术，开关电源的主要发热器件有开关功率管、二次整流二极管及高频变压器等。开关电源设计热保护，不仅仅只是保护个别元器件的安全运行，主要是关系到电源的可靠性和使用寿命，它是电源的一项重要指标。图1-29e是NCP1027P过热、过电压保护原理图。R20、R22、VT4及IC2组成过热保护电路，R22是负温度系数热敏电阻，安装时把R22粘在功率管或高频变压器等发热器件上，当发热器件温度过高时，R22的阻值急剧下降，R22是晶体管VT4的基极下偏置电阻，VT4是PNP型晶体管。此时因R22的阻值下降使它导通，将电压VCC由VT4的E极→VT4的C极→IC2的3脚，使电路停止工作，达到过热保护的目的。R18、R17、R21组成过功率保护电路，可防止因输入电压较低而使输出功率过高损坏IC2。VT5、VT6、IC8、R24～R27组成开关控制电路。如果VT5导通，IC8的发光二极管发光，接收晶体管导通，IC2的1脚电压接到VT5的发射极，经电容C19滤波，使IC2的工作电压VCC、电流稳定，达到启动PWM变换的目的。

6．NCP2180组成过电压、欠电压、过电流保护电路

图1-29f所示电路比较复杂，对初学者来说分析起来有点困难，如果能弄懂这样的电路，分析其他的电路图就不会感到困难了。图中的R81、R82、R35组成过电压、欠电压检测电路，电阻分压比可根据过电压、欠电压保护电路的工作点设定，偏置欠电压或过电压的端电压就可以控制PWM的变换器。R80、R83、R79是IC3的前馈电压比较器，它对PFC的输出电压进行降压取样，取样电压与振荡器的斜坡电压比较，比较的差值调节占空比。R37是IC3振荡频率设定电阻。TR4、VD7、R42～R44、C36组成过电流保护电路，TR4是电流互感器，用它来代替检测电阻，达到安全可靠的目的。VT8、VT9、C37、TR2组成图腾柱快速驱动电路，保证PWM快速输出，它与IC3的15脚的输出脉冲的前沿及后沿重叠延迟，可用来驱动二次侧的同步整流。IC3的3脚接收外来电压信号，实施欠电压及过电压保护。IC3的5脚检测由TR4来的电流信号。当5脚上的电压超过0.48V或0.57V时，变换器就进入逐个周期限流工作模式，起到过电流保护的作用。

NCP2180是怎样进行过电压、欠电压、过电流保护的呢？

（1）过电压、欠电压保护

R81、R82、R35是降压电阻，从PFC输出的电压经3只电阻降压，再由R30分压，供给IC1的4脚，4脚具有过电压、欠电压保护功能，它保护的端电压分别是，Vov为2.5V，它是过电压端点；Vuv为0.726V，欠电压端点。当PFC的输出电压高于或低于两端点电压时，都将实施保护。如PFC输出电压高出10%，达440V时，Vov=VPFCHR36/（R36+R81+R82+R35）=440×3.3/（3.3+340+200+3.3）V=2.66V。这一电压经IC2片内与Vov端电压比较，调制器立即关闭输入13脚的脉冲输出，实施过电压保护；当PFC输出电压低于10%，低于120.19V-12.019V=108.171V时，Vuv=VPFCL·R36/（R36+R81+R82+R35）=108.171×3.3/（3.3+340+200+3.3）V=0.653V，低于Vuv，也将实施欠电压保护，它的灵敏度很高，保护反应快，对电源安全运行十分有利。

（2）过电流保护

TR4是过电流保护的电流检测器件，它是电流互感器，将PFC输出的大电流转换为小电流。

设TR4的二次电感量L=1mH，二次感应电流为IL=3mA，PFC的工作频率为50kHz，计算TR4二次绕组感抗为ZL=2πfL=2×3.14×1×10-3×50×103Ω=314Ω。图中ZL与R44为并联，所以阻抗为ZLR=ZL∥R44=304.44Ω，VLR=ZLRIL=304.44×3×10-3V=0.913V。

从图可见，R42、R43为并联，它的阻值R42∥R43=9.09Ω，这时到达IC3的5脚的电压是，VIC（5）=VLR-VD7-（R43∥R42）IL=0.913V-0.4V-3×10-3×9.09V=0.486V，此电压使NCP2180正常工作，当检测电流IL增大15%，IL=3×1.15mA=3.45mA。

VLR=304.44×3.45×10-3V=1.05V

VIC（5）=VLR-VD7-（R42∥R43）IL=1.05V-0.4V-0.031V=0.619V

当IC3的5脚电压，超过0.57V时，变换器进入限流保护；当检测电流降低10%，IL=3mA-（3×10%）mA=2.7mA。

VLR=304.44×2.7×10-3V=0.822V

VIC（5）=VLR-VD7-（R42∥R43）IL=0.822V-0.4V-0.025V=0.397V

当IC3的5脚电压低于0.48V时，变换器进入欠电流或开路保护。

7．过电流保护电路

过电流包括电源负载超出规定值和电源输出电路出现零负载（即短路）。图1-30所示电路是利用桥式检测原理，对电路进行过电流保护。图1-30a和图1-30b只是检测电阻RS的位置不同，其工作原理完全是一样的。由R1、R2、RS和负载构成桥式电路，反馈放大器的增益较高时，只要输出电流稍过载，输出电压就急剧下降。即使R4为无穷大，R3=0，但工作原理不变，理论上输出电压为零，过电流保护工作点也是零。VST是启动电压，用于防止电源启动时出现故障。VST值的设定要求是启动二极管VD2必须截止，对过电流设定值IM没有任何影响，这样启动时不会影响过电流保护，如图1-30b所示。启动电压VST的大小决定输出短路时的短路电流IS：

因此，对于过电流保护电路桥，只要桥电压改变极性，输出极性也将改变，有可能会发生短路故障。如果将两个电源串联起来，则可以避免因桥电压极性改变而发生故障。

图1-31所示电路是恒流型限流电路与断开型过电流保护电路相结合的组合型保护电路。

电路中恒压用反馈放大器A1的输出电压去控制VLC1-2，使电压保持稳定。放大器A2用来检测电路中电流的情况，它的输出驱动电路VLC2-1的功能是恒流。另一方面，放大器A2的输出控制着VLC1-1、VLC1-2。当IC1的16脚电平下降时，开关晶体管的驱动脉冲信号消失，达到保护的目的。电路中稳压二极管VS1用于防止VLC1-2误动作。当VS1的稳定电压达到稳定值范围后，VLC1-1才能获得足够的导通电压，通过A2电流检测，驱动VLC2-1，执行电路恒流工作。电容C是电压负反馈元件。

在图1-32a所示电路中，开关晶体管VT1和VT2的发射极接入电阻RS用来检测过电流。当电路发生过电流时，RS上的电压会上升，其结果是VT4导通，VT3也导通，基准电压加到TL494的CON端，使CON端输出截止，从而防止了过电流。TL494的输出端Q断开后，开关晶体管VT3、VT4相继截止，CON端返回到正常电平。在此期间，TL494内的双稳态谐振振荡器也将翻转。这时，CON端为正常电平，在三角波电压下降前，端输出脉冲。这样，从Q输出到Q输出的时间是控制电路的滞后时间，因而空闲时间很短，如图1-32b所示。如果开关晶体管VT1与VT2同时导通，会使开关管损坏。为防止这种现象出现，必须采取一定措施。当VT4导通时，VT3与VT5也导通，在电阻RS上产生压降，但是VT3、VT4、VT5加的是正反馈电压，所以VT3和VT5仍继续导通。在1个周期里，CON端不再返回到正常工作时的电平，这时双稳态多谐振荡器不会发生翻转。如果振荡电容CT放电到放电电压的谷点，VT5的导通电流由于VD1的分流而截止，随后VT3也截止，防止VT1与VT2同时导通而损坏开关晶体管。当CON端转为正常电平后，电路进入下一个工作循环周期。

8．欠电压保护电路

欠电压保护对于我国目前的电力供应情况来说是非常需要的。往往由于供电电压过低，开关电源无法启动，甚至烧毁，因此必须采取欠电压保护措施。图1-33所示是由光耦合器等组成的欠电压保护电路。

当输入市电电压低于下限值时，经过整流桥（未画出）整流、电容C3滤波的直流电压V1也较低，经电路电阻R1、R2分压后使VB电压降低。当VT1的基极电压VB低于2.1V时，VT1、VD4均导通，迫使VC下降。当VC＜5.7V，立即使IC1的7脚（比较器输出端）电压下降到2.1V（正常值为3.4V）以下时，IC1脉宽调制输出高电平，造成PWM锁存器复位，立即关闭输出。这就是光耦合输入、欠电压保护的工作原理。

设VT1的发射结电压VBE=0.65V，VD4的导通压降VF4=0.65V，IC1的正常工作电压VC的下限电压为3.4V。显然，当VT1和VD4导通时，VT1的基极电压VB=VC-VBE-VF4=3.4V-0.65V-0.65V=2.1V，可将2.1V作为VT1的欠电压阈值。

设电源输入最低电压V1=100V，R1=1MΩ，VB=2.1V，将其代入上式，可计算出R2的值。

为了降低保护电路的功耗，反馈电压VFB应在12～18V范围内取值。如果供电电源突然发生断电，直流电压V1也随C3的放电而衰减，使输出电压Vo降低。一旦Vo降到能自动稳压范围之外，电容C2开始放电，使VC电压上升，同样也使IC1的PWM信号的宽度变宽，使输出电压上升，起到稳压作用，但是这种稳压范围很小。

9．过热保护电路

开关电源的耐温性能和防火性能不仅直接关系到开关电源的可靠性和使用寿命，而且还直接关系到发生火灾的危险程度，关系到人们的生命财产安全。

开关电源的热源主要是高频变压器、开关功率晶体管、整流输出二极管以及滤波用的电解电容，其中高频变压器、开关功率晶体管及整流输出二极管的温升比较突出。为了防止开关电源因过热而损坏，设计开关电源时不仅要求必须使用高温特性良好的元器件，同时要求电路、印制电路板（PCB）、高频变压器等设计合理、制作工艺先进，并且需要采取过热保护措施，这些都是为保证安全所必须具备的条件。

为了抑制开关功率晶体管的温升，除选用存储时间短、漏电流小的晶体管（包括MOS-FET）外，最简便的方法是给晶体管表面加装散热片。事实证明，晶体管加装散热片后，电源的稳定性将大大提高，失效率明显降低。电子开关过热保护措施的作用是在开关电源中容易发热的元器件或电源外壳的温度超过规定极限值之前，切断开关电源的输入线，或强制关闭调制脉冲输出，停止高频振荡。

开关电源过热保护的类型可分成以下几类：自动复位型，手动复位型，不可更新、非复位（熔丝）型以及可提供等效过热保护的其他各种类型。

过热保护器与开关电源构成整体。最基本的放置要求是不能受到机械碰撞，便于拆装；在保护器的功能与极性有关系时，则用软线连接，插头不带极性的设备应该在两根引线上都有过热保护器；保护器的电路断开时，不影响开关电源的正常工作，更不能引起火灾或损坏电气设备。通常开关电源的电路板面积和壳体内的空间都比较小，采用过热保护器有一定的难度。如果过热保护器确实难以放下，可以采用温度熔丝或热敏电阻作为过热保护器。将它贴在高频变压器或功率开关管壳体表面上，当温度升高到一定值（一般为85℃）后，过热保护开关就能自动切断电源。对于独立式开关电源，可以采用过热保护电路。这类保护电路一般利用硅材料PN结晶体管（如3DG42）的发射结或热敏电阻作为温度传感器，各种控制电路在工作原理上大致一致，只是元器件配置不太一样。利用热继电器和晶闸管器件组成的过热保护器，由于电路比较简单，所用元器件少，常在开关电源中被采用。

如果开关电源采用了带有过热保护功能的控制及驱动集成电路，则不需增加任何外围元器件或只需增加非常少量的外围元器件，就可以起到过热保护的作用。

以KA7522为代表的开关电源控制及驱动集成电路没有内置PN结温度传感器，只含有过热关断电路。对于这类控制集成电路，只需在它的外部接一个温度传感元件，具体的过热保护电路如图1-34所示。

图1-34中，RT是NTC热敏电阻，它在电路板上应紧贴易发热的元件，只要发热元件的温度达到或超过85℃，IC1的17脚上的电压就会降到0.85V以下，IC1则关断内部的驱动电路，使其2脚及19脚输出的电平为低电平，开关电源停止工作。当温度降低到50℃时，IC1利用18脚的电压温度滞后特性，将重新启动，调制脉冲重新输出，开关电源开始工作。由此可见，采用具有过热关断电路的控制集成电路，可使过热保护变得十分简单，而且集成电路本身的价格也很低，其性能价格比是很高的，值得推广。

1.3.9 开关电源软启动电路

开关电源接上电源后，驱动脉冲逐渐加宽到设计值，使输出电压Vo慢慢建立，这个过程就是软启动。开关电源如果具有软启动功能，就可以防止负载电流Io或电源输入电流IS的大电流冲击，以免损坏开关电源。

软启动的电路很多，多数采用RC延时电路。与软启动相反的就是硬启动。硬启动就是强制性地在开关的“关”和“开”过程中加进电压。理论分析：开关导通时，开关上的电流上升和电压下降是同时进行的；开关截止时，电压上升和电流下降也是同时进行的。这样，电流和电压的输入波形叠加便产生开关损耗，这种损耗会随着频率的提高而急速增加。与此同时，当电子开关截止关断时，电路中的电感元件还会感应出尖峰电压。这种电压也会随着开关频率的变化而急剧改变，搞不好的话，很可能使开关器件击穿。另外，电子开关高电压导通时，存储在开关器件结电容中的能量不能全部释放出去，在器件内将电能转换为热能而耗散掉，而且这种消耗也是随着频率的升高而增加。如果开关管在截止期间有导通动作，很容易产生很大的冲击电流，对器件的安全运行造成危害。这是开关电源在硬启动条件下的一些实际存在的问题。软启动技术必将在开关电源中得到广泛应用。

1．软启动电路的作用

现在很多开关电源都采用硬启动的方式，一通电开关电源就进入工作状态。这种“强制性”启动方式，不仅会对开关电源本身带来损害，还有可能在负载电流（Io）或输入电流IS上会产生一个大的冲击电流，负载电压Vo会超越界限，更重要的是可能产生双倍磁通。什么是双倍磁通呢？开关电源在启动瞬间会产生饱和现象，这种现象在没有设计软启动的半桥式、全桥式和推挽变换式开关电源电路里最容易出现。为了增加高频变压器的磁感应强度，取单向磁化值的两倍，就是摆幅值在峰-峰值之间取值。设计时，为了避免产生双向磁化，可减少半桥式、全桥式、推挽变换式高频变压器的一次绕组的匝数，这样的结果反过来会对开关电源的效率、开关功率管承受的应力带来不好的影响。这种方法不可采用。

电源在稳态工作时，磁心是这样工作的：磁心在关断（toff）时间内，在变压器二次侧的续流二极管和滤波电感的作用下，输出的续流受到钳位，在每半周期开始时刻磁感应强度不是+B就是-B，这就是最大磁感应强度摆幅值，在稳态半周期内将是ΔB的2倍。这种现象还存在潜在的问题，比如说，在变换器刚加进电源VS的瞬间，开关管开始导通，在稳态运行时，可能出现磁心中有双倍磁通的现象。因为在原始磁感应强度起始点磁偏移非常接近于零，从这个开始点开始，2倍ΔB的实变磁感应强度（即峰-峰摆幅）将导致在第一个半周内出现磁心饱和，存在烧毁元器件的可能性。在实验室里，往往在电源未通电之前，各种测试对电源不产生什么影响，认为是安全的、可靠的，可是等到一通电，开关管就烧毁了。这就是双倍磁通效应的恶果。

为了防止出现这种双倍磁通效应，第一，可减小工作磁感应强度，但这样做的结果是减小了磁心的利用率，这是不可行的。第二，可增加软启动环节，在稳态半周期内不出现磁心饱和现象。在启动时减小导通脉冲宽度，直到磁心在每个周期内开始工作时，逐渐建立在-B或者+B上而不是2ΔB上，就不会出现双倍磁通。这种软启动方法是解决双倍磁通效应最可行的方法。

2．软启动电路的设计

图1-35所示的是一种软启动性能较好的电路。

电源接通时，通过R6、R1、VD1的10V电压较快地建立起来（相对VS=300V而言）。这时，C1的端电压为零。10V电压经R3对C1充电，R3上的电压经VD2加到运算放大器A1的反相端。A1的输出为负，这时不可能有脉冲输到驱动回路。当一次电压VS加到变换电路上后，C1充电到一定电压时，电压加到VT1的发射极和集电极之间。由于电阻R2的存在，VT1导通。VT1导通后，充电电容C1开始放电，这一状态一直维持到没有脉冲产生。当VS电压加到变换电路上已达到200V时，稳压管VS击穿，VT1截止关断，C1放电停止。在10V电压的作用下，电流流经R3形成电压VR3，向电容C1充电。随着充电电流的减小，R3上的电压VR3逐渐降低，A1的反向输入端电压由负值逐渐变为零。在同相端三角波的作用下，放大器A1逐渐有调制脉冲加宽输出，这就达到了软启动的目的。

A2为误差放大器。从输出电压Vo中引出的信号加到A2的同相端，A2的输出信号经R4控制A1的反相输入端。C1虽经R3充电，但VD2反向偏置，C1不会影响脉宽调制。当电源关断时，C1又使VT1导通，把C1上的电压放完，为下一次充电做好准备。

这个电路不仅提供延迟软启动功能，而且还具有低压保护功能，调整好后可以防止启动瞬间的双倍磁通效应。

图1-36所示的是两种光耦合软启动电路。在图1-36a中，软启动电容CS并接在精密稳压源IC2（TL431）的阴极和阳极之间。当电路刚接上电源时，由于启动电容CS的两端电压不能突变，VAK=0，IC2不工作。随着整流器输出电压逐渐升高并由光耦合器中发光二极管上的电流和R1上的电流对CS充电，CS上的电压不断升高，IC2逐渐转入正常工作状态，输出电压就在延迟时间内慢慢上升，最终达到额定的输出电压值Vo。

软启动是变换电路的正常方式启动，它有助于减少元器件所受的应力。图1-36a所示电路是一个非常重要的电路，具有实际功效，特别对输入阻抗很高的变换电路（如半桥式、全桥式、推挽式变换电路）更为有效。图1-36b所示电路在稳压管的两端并接一只4.7～22μF的电解电容CS，它的工作原理与图1-36a所示电路相同，具有延时启动功能。延时时间的长短与开关电源输出功率的大小有关，大功率电源一般要延时30～45ms，中小功率的电源只要延时10～30ms就可以了。电源的延时时间主要决定于启动电容的容量，另外还与电源电路的输入阻抗有关。一个高输入阻抗的电源，它的启动时间就长。当然，启动时间也与电路中元器件的参数有关。对启动时间要进行调整，延时时间不能太长，否则会影响控制灵敏度。