1.5 开关电源多路输出反馈回路设计

许多电子产品（如自动化仪表、机顶盒解码器、传真机、录像机、彩色电视机等）都需要多路输出电源，多路电流负载要求各路电压都得到稳压。一般开关电源是不能满足上述要求的，因为多路输出往往存在不平衡问题。所谓不平衡是指这个电源某一路的输出电流Io1连同输出电压Vo1调好了，等到调节第二路输出电流Io2时，第一路输出电压Vo1下降了。调好了第一路，第二路变了，再调好第二路，第一路又变了。很是麻烦，更不要说第三路、第四路了。

多路输出反馈电路也有4种类型：基本反馈电路、改进型基本反馈电路、配稳压二极管的光耦合反馈电路以及带精密稳压源的光耦合反馈电路。其中以带精密稳压源的光耦合反馈电路用得最多，这是因为它的性能最好。多路输出开关电源也有两种工作模式：一是连续模式（CUM），其优点是能提高控制芯片的利用率；二是不连续模式（DUM），其优点是在输出功率相同的情况下，能采用尺寸较小的磁心，有利于减小高频变压器的体积。多路输出开关电源一般采用连续模式，因为要提高芯片的利用率。但是二次绕组如何绕制，怎样提高高频变压器的效率以及降低漏感，又是一个新的问题。

1.5.1 多路输出反馈电阻的计算

多路输出是以开关电源总功率不变为前提，还要注意改善负载调整率，减小电磁干扰，消除峰值双倍磁通效应，增强软启动功能，实现多路对称输出。图1-51所示是实现上述要求的多路输出开关电源原理图。

图1-51所示开关电源共有5路输出，其中Vo1、Vo2、Vo3分别输出5V/2A、12V/1.2A、18V/1A，Vo4和Vo5是对称的±30V输出，总输出功率约为53W。由图1-51可见，Vo1、Vo2、Vo3为主输出，主输出电路分别引出3路反馈控制信号；Vo4和Vo5是辅助输出，采用正负对称输出电路，未加反馈控制。主输出电路因为有反馈控制，虽然各路的负载电流高到1～2A，但是当各路负载发生变化时，不会互相影响。图1-52所示是3路同时提供反馈的电路。

在图1-51中，高频变压器的NS1、NS2、NS33组绕线采用堆叠式绕法。在前面3组绕完后，后面两组也采用堆叠式绕法，只是两组分开罢了。由图1-51可见，从Vo1（5V）主输出电路引出反馈信号后，其余两组主输出Vo2、Vo3紧随其后，同时从各输出端也增加了反馈。电阻R4、R5、R6的一端并联在R3上，另一端各接各组电压输出端。这样，各组输出电压都得到了极好的稳定性，各组输出的负载电流从10%变化到100%输出的负载调整率分别为SI1=±1.2%，SI2=±1.0%，SI3=±0.08%。下面谈一下各组输出反馈电阻的计算方法。

Vo3（18V）输出的反馈量由R6的阻值决定，Vo2（12V）输出的反馈量由R5的阻值决定，Vo1（5V）输出的反馈量由R4的阻值决定。首先计算各路反馈电流IF1～IF3。总的反馈电流为

输出总电流为

Io=Io1+Io2+Io3=2A+1.2A+1A=4.2A

反馈比例系数K1、K2、K3分别为

各组反馈电流IF1、IF2、IF3分别为

IF1=IFK1=250μA×0.476=119μA

IF2=IFK2=250μA×0.286=71.5μA

IF3=IFK3=250μA×0.238=59.5μA

各组反馈电阻R4、R5、R6的阻值分别为

上述计算方法是计算多路输出开关电源反馈电阻的一种既简便又精确的方法。如果要计算4路或5路输出反馈电阻，可将两只精密稳压源并联起来，基准电压VREF仍为2.50V，这时电路容量将提高一倍。

1.5.2 多路对称型输出的实现

多路输出自然包括对称型正负电压输出回路。由于变压器的二次侧存在多个绕组，不管变压器是采取分离式绕法还是采取堆叠式绕法，各个绕组之间必须用薄膜胶带进行隔离，薄膜胶带隔离的结果是将会产生层间电容。另外，绕组的匝与匝之间也会产生匝间电容，这种电容的存在是产生峰值电流的原因之一。况且，正负对称的两组绕线的长度也不一定相同，它们的阻抗（包括感抗和容抗）也就不一定相等。所有这些不同或不相等的结果将影响对称输出的不平衡，就有不对称输出的出现。解决不对称的办法是：第一，在绕制变压器时一般采用堆叠式绕法，并且将先绕的那一组（如正电压输出）多绕1～2匝，这样既消除了轻载时的不稳定性，也加强了磁场耦合能力，使得两组能达到较好的“平衡”；第二，在设计印制电路板时，正、负两组输出的整流二极管和第一级滤波电容（见图1-53）要紧靠高频变压器，变压器的引线以短粗为好，千万不能出现调整好正电压输出后负绕组输出电压发生了变化，调整好负绕组输出电压后正电压输出又发生了变化。虽然正负对称输出电路简单，但在成品开关电源中会出现一些问题，必须在调试过程中积累经验，认真试验，保证成品在大规模生产中不出现问题。

1.5.3 多路输出变压器的设计

对待二次侧多路输出的高频变压器，除了绕组间、层间和绕组与绕组间存在分布电容外，变压器的一次绕组与二次绕组之间也存在分布电容，电容较大，二次侧会产生100kHz或更高频率的开关噪声电压。所以，在设计、制作这类变压器时应采取一些相应的措施，如适当减少变压器一次绕组的匝数，增加一次侧与二次侧间的耦合等。但这仅是一部分，还要在电路设计上采取一定的措施，如可利用图1-54所示方法减小电磁干扰。

在隔离输出的接地端与+5V输出的返回端RTN之间接入电容Co1、Co2、Co3，可将噪声电压旁路掉。要求电容的耐电压值为1000V，容量为1.1～2.2nF。

为了提高开关电源多路输出的稳定性，可采用多路同时反馈电路，如图1-52所示。如果要改善多路输出中某一组或某几组的负载调整率，则可采用图1-55所示的方法，就是给5V输出（输出电流大的一组）加一个模拟负载，它的阻值应根据负载变化的范围而定。电路中增加了RF1、RF2，消除了因纹波电流流经R1、C9加到精密稳压源IC3（TL431）的基准端而造成轻载时输出电压不稳定的现象。若一个开关电源有5组输出，则不可能每一组都出现负载调整率不稳定，最多也不超过两组，这两组在低压、大电流输出时也许会出现不稳定。图1-55中RF1、RF2为输出电压Vo1、Vo2的模拟电阻，C10是软启动电容。

1.5.4 设计多路输出高频变压器的注意事项

多路输出高频变压器的设计与一般变压器虽然有很多相同的方面，但是不完全一样。设计多路输出高频变压器时应注意如下事项。

1．最大限度地增强磁耦合程度

多路输出有5组甚至更多的绕组，每组绕组必须加2～3层高强度、高耐压的绝缘胶带，这样不但会产生大的层间分布电容，还将降低各绕组间的耦合，尤其是一次侧对各二次侧间的耦合，远离一次侧的绕组必将减少磁耦合。所以，变压器的一次侧不能放在铁氧体磁心的最里面，而应根据二次侧输出电流的大小来确定一次绕组所要放的层次位置。如图1-51所示，Vo1、Vo2、Vo3三组输出电流较大，输出电流都超过了1A。这既要采用堆叠式绕法，还要采用“三明治”绕法，将两种方法结合起来使用。下面根据图1-56具体阐述变压器的绕制顺序。首先从1脚开始，以ϕ0.33mm高强度漆包线或具有高绝缘强度的0.2mm×1.8mm铜条顺时针绕4匝至2脚结束，记为NS1。以ϕ0.41mm漆包线从7脚开始，顺时针绕26匝至8脚结束，为NP的一半。在绕完的NS1和NP的一半的绕线面上，各绕高压绝缘胶带3层，保证NS1与NS2之间的绝缘强度。接着以ϕ0.33mm的漆包线绕5匝，起点是2脚，终点为3脚，记该绕组为NS2。同样在NS2上面绕3层绝缘胶带，再以ϕ0.41mm的漆包线在NS2上面绕26匝，起点是8脚，终点是9脚，记为NP绕组。以同样的顺序绕NS3，再绕NF，最后绕NS4、NS5。要注意的是，绕NS4时比NS5多1匝，这是实现正、负电压对称输出所采取的一项措施。将这两组放在变压器的最外层，一是由于它们的负载电流较小，二是外界干扰的噪声信号相对较弱，电源的电压调整率不因负载的变化而受到影响。

2．磁心的选用

多路输出受自身输出功率、磁心的热力效应、磁心的损耗、饱和磁感应强度等多种因素的影响，因此，选择磁心时一定要选用最佳磁感应强度的磁心，这是为了避免出现磁心磁饱和，达到磁心的总损耗最小。总损耗最小的条件是铜损与铁损相等。为了获得最大的效率和最小的损耗，磁感应强度一定要适量，大了会出现磁饱和，小了则磁感量不足，能量没有得到充分发挥。另外，磁心形状的选择也要引起注意。对于多路输出，选用EC型磁心比较好，这是因为它绕线的空间大，散热面积大，而且它的耦合性能也比较好。值得注意的是，变压器在输入最低电压和最大脉冲宽度的条件下，对于多路输出的开关电源不能出现饱和，当输入最高电压时，输出脉冲宽度会变窄。这说明磁心是合适的，因为磁心已经远离了饱和区域，是安全的。

3．考虑避免失控

多路输出电源不能出现任何一路失控，否则，这种电源是失败的。控制电压电路应在高灵敏度状态下工作，当有高电压输入时，能够很快限制脉冲的宽度，这个宽度不能超越设计时的设定值，否则将会失控。当然，电源电路的控制性能要完善，控制电流模式的芯片在考虑避免失控这一要素方面值得借鉴。