1.2 开关电源设计要求和原则

1.2.1 反激式电路设计要求和原则

所谓反激式是变压器里的励磁方向与变压器外的励磁方向在外围元器件的作用下方向相反；而且，变压器的一次绕组与二次绕组的起点上下不同，它的基本电路如图1-11所示。反激式变换电源的转换效率高，能提供多路输出，而且电路较为简单，如果附加上控制电路，就能实现高效、低耗、输出稳定的高等电源。

在反激式变换电路设计中，如果要求电源的调整率较高时，可在二次电路输出采用稳定性好、线性度高的复合式光电反馈集电器；如果要求输出电压不高、输出电流在1A左右，则可采用标准三端稳压块调节负反馈电流，进行脉宽调整输出，也是合适的。

设计反激式变换电路，一般有两种工作方式：一种是完全能量变换方式，即电感电流不连续传输，就是在电能变换过程中，高频变压器的一次绕组在储能周期（ton），变压器所存储的所有能量在反激周期（toff），全部运送到输出端，这为变换降低损耗、防止出现磁饱和起到很好的作用；另一种是“不完全能量变换”，即电感电流连续传输，存储在变压器中的能量，高频变压器的一次绕组在储能周期（ton），部分电能保留到下一个储能周期（ton）。这两种工作方式的小信号传递函数是不同的，在设计电路时动态分析要采取不同的方式，其目的要求两种能量变换方式都能使电源稳定工作，但如果在同一种电路实现两种能量变换方式，在设计上很难达到。如果开关电源在脉宽调制变换中，引用电流模式控制，这可以减少控制电路所遇到的各种问题，尤其是对完全能量变换所出现的问题，但要求控制电路降低瞬态响应速度，这又给动态负载变动使输出稳定带来麻烦。

反激式变换电路设计对于多路输出要求满足小于6%的稳定度，有一定的难度，但只要对多路输出的各路反馈参数进行精确计算，设计好瞬态响应时间，是可以解决的。

设计中还要注意加载的过程、负载特征及各负载同步情况变化，否则电路将会产生共模或差模各种干扰。若有电磁干扰，设计工程师必须采用屏蔽、滤波等方法加以消除。另外，还可以通过同步或移相时钟系统来减少低频内部调制干扰的信号频率。对高频变压器的设计是整个电源设计的重中之重，其设计方法和设计原则必须十分小心：

第一，高频变压器的一次绕组与二次绕组的匝数比，应严格按计算结果进行绕制，使输入最高电压Vimax降到最低电压Vimin时，输出电压Vo仍在用户所要求的变化范围之内，否则将重新改变反馈控制系数，或重新设计瞬态响应频率。

第二，电源在输入电压升至最高（Vimax）、占空比进入最大（Dmax）运行期间，这时变压器磁心的磁感应强度也运行在临界值之内，绝不允许变压器磁心出现磁饱和，否则将重新选择磁心或者重新设计变压器，更不允许变压器一次绕组爆裂。

第三，当电源负载加到最大，变压器的温度在国际标准规定值范围之内，负载加大到额定负载的1.3倍时，5min之内，变压器温度不得超过105℃，否则将影响电源的安全稳定。

第四，评判电源的损耗低的一个重要标准是铜损和铁损相近，变压器的一次侧和二次侧损耗相等，漏感降到最小，最简单的测试是用手摸变压器不感到烫手（断开电源），听不见变压器有任何的“吱吱”声。特别要求反激式变换电路的电感伏秒值相等。有

式中，，n为二次绕组匝数NS与一次绕组匝数NP之比。

式中，VP（min）为变压器一次绕组匝数最低电压；VDF为变压器二次侧整流二极管压降；VL为二次侧滤波电感压降；VDS（on）为开关管导通电压。

变压器一次绕组加进最高电压VP（max）时，若占空比最大（即导通时间为ton（max）时），要保证磁心不出现饱和，这时的磁心磁感应强度要在-BW～+BW变化有足够宽的范围，否则出现磁饱和。宽范围磁感应强度在磁心截面积上的磁通Φ为

Φ=Ae（BW-Br）

式中，BW为铁心工作磁感应强度；Br为剩余磁磁感应强度；Ae为磁心中心柱截面积。变压器一次绕组匝数模拟计算公式为

式中，Br与多种因素相关，也难用仪器仪表测定，而且数量级不是很大，一般情况下可忽略。多路输出电路的高频变压器一次绕组所需的匝数为

式中，Kg为电路输出的组数，不同的组数Kg值不同，Kg一般为1～4。

变压器的铜损与其一次绕组直流电阻RDC有关：

式中，ρ为电阻率，单位为；AP为磁心窗口面积，单位为mm2；l为一次绕组导线的长度，单位为m；K为绕组面积占有率。

设计反激式连续开关电源时，它的输出电压是由峰值开关电流控制的，部分输出电压分流给了误差放大器，而误差放大器的输出电压与开关管理的斜坡电流成一定比例，开关管在导通时存在导通压降，它的计算如下：

MOSFET的导通压降是计算高频变压器的一项重要参数，我们选用MOSFET时，它的导通电阻越小越好，因为它决定开关管的开关速度、发热量，直接影响整个电源的效率。

在反激式变换中，如果调整率要求较高时，可在高频变压器二次绕组采用线性集成稳压器，即TL431。如果输出电流不大，可采用标准三端稳压线性调节器。反激式变换输出纹波电压较高，解决的办法是二次整流二极管上面增加一小型LC噪声滤波器，其次增加输出滤波电容的容量。反激式电路如果采用了不完全能量传递方式，会出现直流分量，这时需要增加磁心气隙，从而使变压器增强传递电能的能力。也可以把磁心的磁感应强度ΔB稍取小一点，ΔB的降低，会引起磁损耗的下降。

1.2.2 正激式电源设计要求和原则

正激式变换电路与反激式变换电路的最大差别是高频变压器的一次与二次绕组的起点相反，这样变压器内外的励磁电压的方向相同。当开关管VT关断时，二次绕组的续流二极管VD2和储能元件L构成放能面，向负载RL供应电能。特别指出的是，反激式变换电路对储能元件L没有那么重要。如图1-12所示，当开关晶体管VT导通时，二次绕组上的储能电感L的电流线性增加，有。

当开关晶体管VT关断时，在二次绕组的反激作用下，电感L上的电压反向，使VD2导通，构成续流回路，电感L上的电流iL向负载RL供电，使iL逐渐减少，有。

正激式变换电路输出电压的大小决定于高频变压器的匝数比和开关电路的占空比D，这与反激式变换电路一样，只是工作频率和占空比的设计值要小一点。一次绕组的匝数比反激式多一点。

上式表明，当变压器二次电压VS发生变动时，要保持输出电压Vo不变，只有改变占空比D，这就是开关电源脉宽调制的原理。

从图1-12看出，滤波电感L在正激式变换电路里它的主要作用是储能，其电感量的大小由最低负载电流决定，它也分电流连续和不连续两种工作方式。只要输出电流保持不变，并保持输出电流波形的斜率，不因负载的变化而改变。一般负载电流ILC等于流经电感峰值电流的一半，即

当输出电流Io小于负载电流ILC时，电感上的电流iL就进入电流不连续方式，否则，为连续方式。如果要使输出电流达到稳定，而输入电压（或VS）有变动，就必须调整占空比来使输出电流Io稳定，所以说，占空比D对正激式变换电路是重要的。

电感L对正激式多路电压输出时，选用值比设计值要大，这是因为输出电流在闭环上运行，由于多路输出，反馈电流分流，占空比的调节难以平衡负载电流的需求，就会出现各支路电流下降。但是电感值太大，将导致损耗加大，电源效率下降，同时还会出现负载变化率加大等不良现象。

多路输出的所有二次绕组，必须遵循各绕组的正、反向伏秒值相等原则，各绕组不因某一组或几组负载加大影响设计输出电压稳定。同样，负载为零时，各路输出电压也不能发生变动。有公式为证：

因为，，也可写为Vo=nVSD。

为满足上式，根据VS（min）、ton（max）两参数变量，并考虑二次侧整流二极管压降VDF代入得到

要保证磁心在输入最高电压VP（max）、最大占空比（Dmax）、电源承受的负载能力Io（max）最大时，磁心不出现磁饱和，这是正激式电源设计的基本要求。要满足最大负载功率输出，必须最大限度降低铜损和铁损，正确选用工作频率，扩大占空比的调节范围。这是一般对正激式电源的设计原则，使用的工作频率和占空比要比反激式低，这是因为正激式高频变压器的高频电阻比反激式高，高频电流流过变压器绕组会产生趋肤效应。为降低趋肤效应以最高限度流入绕组的电流要适当地选用绕组铜线的线径，正确地计算出绕组运行在高频率下的阻抗。

式中，K′为高频直流电阻（RHT）与直流电阻（RDC）之比，直流电阻的计算公式如下：

式中，K为变压器绕组在磁心窗口的占有率。

变压器一次绕组的功耗为I2PRHF。若一次侧和二次侧的铜损相等，则绕组上的总铜损将下降，即。只要一次侧和二次侧的损耗相等，电源的损耗则最低。

变压器的铁损是按铁心磁感应强度的2.4次方增加的，这种损耗是根据材料种类、形状、温度及频率的不同而不同。

所有形式的变压器的铜损和铁损，其中的铜损在变压器的一次绕组与二次绕组相等时，总损耗是最小的。对于绕线的方法，应将一次绕组和二次绕组的位置尽可能安排均等一些，一般采用一次绕组和二次绕组交替绕制。这种绕线方法可使漏感减小，使变压器的励磁交错均衡。对于大电流输出，二次绕组需采用多股导线绕制，防止或降低趋肤效应出现。

在同等功率输出下，正激式变换器的漏极电流峰值比反激式漏极峰值小一些，反激式变换电路的二次输出不需要电感，它一般用于功率较小的场合，而正激式变换电路可用在低电压、大电流、大功率的场合。但反激式并联工作容易，电流输出均衡。另外正激式可使用无气隙磁心，电感值高，一次和二次的峰值电流较小，因此铜损低。另外正激式变换电路的二次电路有电感电流和续流电流存在，使得滤波电容的储能电流保持在较低的数值，但是工作状态进入不连续方式，就会在辅助绕组上产生过电压，如果加入假负载，则效率下降。

正激式变换器与反激式变换器相比具有铜损低，开关管所承受电压峰值较低，这是因为正激式高频变压器一般采用无气隙的磁心，电感量较高，一次绕组、二次绕组的电流峰值小。因此，铜损较小，在多数情况下，同等功率所用铁心的尺寸比反激式变换器要小得多。但是正激式变换器的电路复杂，电路设计难度较大，如果出现假负载，电源效率下降很多，有时会出现停止工作。

1.2.3 半桥式电源设计要求和原则

半桥式变换器是离线开关电源较好的拓扑结构。如图1-13所示，电容器C1、C2与开关晶体管VT1、VT2组成半桥式变换电路。桥的对角线接高频变压器TR一次绕组的上下两端，故称半桥式变换开关电源。如果C1=C2，某一开关晶体管导通时，供电电压Vin使桥路的一只开关管导通，给电容C1和C2充电，一次绕组LP承受供电电压的一半，另一半加在另一只电容上。由于一次绕组电感和漏感作用，电流继续流入一次绕组黑点标识的端点。如果变压器一次绕组存储的电能足够大，二极管VD4导通，钳位电压进一步变负。VD4导通后，电感上的电能对C2充电，A点的电压在阻尼电阻R2的作用下，使电容C2上的电压回到平均值。如果这时VT2的基极有触发脉冲作用，VT2马上导通，一次绕组黑点标识电压即由正变负，一次电流IP外加励磁的磁化电流一起流入VT2，然后重复上述过程。晶体管在导通期间，流过L的电流增加，而晶体管在截止时，流过L的电流减少，平均电流处在VD1、VD2全波整流的条件下是脉动不变的电流Io，它的输出电压为

式中，n为变压器匝数比。控制转换过程的占空比D，它使输入电压和负载电流发生变化时输出电压保持恒定不变。这说明输出电压Vo与输入电压、变压器匝数比以及调制占空比有直接关系。

对半桥式变换电源的设计要求如下：

1）要求两只开关晶体管具有相同或十分接近的频率特性、开关特性、开关管的输入、输出阻抗，尤其是开关管的导通阻抗。要认真选用，不允许出现“直通车”“趋向饱和”等十分恶劣的现象出现。

2）要求振荡频率稳定，否则电源的质量不能满足。对于电流式振荡器，它的频率波形是由外部电容CF和反馈电阻RF，以及桥臂的泄放电阻RD决定的，计算公式如下：

式中，TOSC是谐振振荡频率周期；tIRS是在振荡启动的电流充电时间；tITS是在振荡启动的电流放电时间。

最高频率的高低，很大程度决定半桥式电源的输出功率，而最高频率的精确性与电路的延迟时间减少有关。

3）半桥式、全桥式以及推挽式都用在500W以上的大功率场合，对于电路保护仍是电源维持寿命的重点，首先是过电流保护。一般情况下电桥控制电路检测端电压超过控制模块标准电压0.5V时，这时电感电流阈值就会使控制电流超越正常值的1.3倍，此时导通了开关管的极限阈值，驱动器件会急剧地降低驱动输出信号，如图1-13所示。

电感电流的阈值计算由下式得到：

式中，RS为处在过电流状态下，检测端与地的输入阻抗；RCS为处在正常状态下，检测端与地的电阻；IS（OCP）为电路的过电流保护电流。

设计人员应有条件地选择好控制元件的检测电阻，以保证电感电流不超过阈值，使电源安全不受到威胁，这是最基本的要求。

4）过功率限制。检测电流ICS时刻监视着负载的变化和输入电压越限过电压或欠电压的主要参考值。输入电压Uac和电流IVAC，它们的乘积UacIVAC代表输入功率，当乘积大于容许值时，则将电路的输出的电压拉到设计值Vo的范围内；当输入电压Vin被推到最大值时，半桥式控制部件将占空比转换到最小，输入电流IVAC被限制住，过功率限制的乘积UacIVAC会自动地钝化，这时的输入功率为

5）欠电压锁定和过热保护。输入电压过低，虽然半桥的两只开关晶体管所承受的反向励磁电压是安全的，但整个变换电路在这种低压下反复励磁，磁化电流的传输电子被堆积在一次绕组和开关管的漏极区域之间，这样，由于启动电压不足，使高频变压器和开关管发热，经过几个周期，很可能使开关管烧毁。实施欠电压锁定的基本原理就是电路振荡停止，不使开关管积聚传输电子。如果电路功能具备，加接一只热敏电阻也是可行的。当电路温度上升到一定高温后，热敏电阻动作被启动，切断控制部件或IC的电源，停止工作。但这种热保护滞后的时间较长、反应慢，往往热敏电阻未启动，开关管就烧坏了。如果采用前沿控制技术与平均电流模式，在全球电压范围内和负载大扰动下，无需任何监控信号，都能使电源在可控范围内运行。

半桥式变换电路是离线开关电源较好的一种结构，高频变压器一次绕组的两只开关晶体管基极在相同脉冲宽度的触发下，如果两只晶体管的“开”与“关”的速度不相等，就产生不平衡的触发脉冲去驱动变压器，将会产生偏磁现象，致使变压器出现磁饱和并产生较大的晶体管集电极电流，从而降低了变压器效率使晶体管失去控制，甚至烧毁，解决的办法是在一次绕组上串联一只小电容，这时平衡的伏秒值的直流偏压被电容滤掉，释放了积聚在晶体管极间的电子。

半桥式变压器的高频变压器磁心会出现趋向饱和的现象。如果加到一次绕组的正向脉冲的平均伏秒值与负向脉冲的平均伏秒值不相等，经过多次循环，变换器就有可能逐渐趋向饱和，产生这个现象后，可在电源的进线与变压器一次绕组串接一只电容；如果全波整流二次侧出现趋向饱和的现象，可在变压器磁心增加气隙。增加气隙后，有可能会阻止阶梯式饱和，这时，可用电流控制脉宽进行顺序控制，消除可能出现的“磁饱和”。

“直通”是半桥变换器的最大威胁。所谓“直通”是指两只开关晶体管在同一时间内同时导通的现象，这种现象将直流电压的输入短路了。如果出现这种现象，设计工程师应加大占空比，使晶体管的导通角加大，避免出现直通。

1.2.4 全桥式电源设计要求和原则

全桥式变换电源电路比较复杂，它是对模拟电路、数字电路、电磁理论、材料科学等多门学科综合应用的体现，任何现代电源都具备这些领域里的多种技术，可以说全桥式电源是整个开关电源中技术含量最高的一种。

桥式变换电源由4只晶体管组成，它的变压器只有一个一次绕组，通过正、反向电压轮换变化，在变压器的一次绕组得到正、反两个不同极性的磁通，再经过二次绕组全波整流，输出直流电能，如图1-14所示，由图可知，4只晶体管对功率开关是安全的，最大的反向电压不会超过电源供电电压，在很大程度上消除了部分由变压器漏感和晶体管的D-S极间电容所产生的瞬态峰值电压，这样反激时的电能得到充分利用和快速恢复，在高压离线式开关电源中，虽然开关管多两只，它的损耗还是可以接受的。所以，全桥式变换电源在大功率AC/DC变换中应用很多。实践证明，全桥式变换电路采用软开关工作方式，它的电气性能、电磁辐射、转换效率与可靠性等方面，都明显优于硬开关电源。现代全桥式电源要求具备以下特点：

1）负载均流技术。具有均流技术的电源便于扩容。使扩容模块化、负载均流化的方法很多，最简单的方法是利用电路开环调节电源输出阻抗，达到均流，但均流的负载效应指标差，均流的响应速度慢，效果不理想。第二是平均电流法，它不需外加控制器，只需一根控制导线连接各单元，调节电压放大器的参考电压，达到每个单元电流均等。单元模块监控器通过一个电阻驱动总线。如果某单元电阻上的信号有变化，这个信号反映出负载电流的不平衡，这时信号立即调整基准电压，使之达到均流。最后是自动均流法，它是利用单元的电流最大值与每个单元电流比较，其差值来调节各单元的参考电压，使每个单元的电流相等。它用二极管代替平均电流法中的电阻。自动均流法只允许一个均流总线对电源里的各个单元进行信号通信，它向各单元提供性能良好的均流服务。

2）零电压脉宽调制、软开关移相控制，是全桥式转换又一新技术。我们知道，全桥式转换的正半周和负半周对称相同，却方向相反，在一个开关周期里，全程存在着12个不同的工作过程状态，除了正负半周的两只功率管输出的两个钳位续流过程之外，还有4个谐振过程：振荡波从死区开始与谐振交换电流过程；换流释放过程；一次电感储能馈送负载过程；从驱动负载返回电网过程。在这些过程状态里，往往主变压器一次电流上冲或下冲过零，脉宽调制的占空比会丢失，全桥式转换的驱动开关管将进入零电压导通、零电流关断的软开关周期，在这周期里控制好12种工作状态是非常重要的。图1-14中的C1的容量与主变压器NP的一次电感量的配置对这12种状态呈现至关重要，要求在设计变压器一次电感量和漏感时留有余地，可在对电容C1调整时进行更好的补偿，消除漏感。

3）开关电源是一门综合技术，也是一门实践性很强的学科，不仅是电路设计重要，就连一个元器件的摆放位置都牵动全局，所以有“三分理论、七分经验”之说，从设计专题上要满足技术要求；实施制作调试的过程中，要因势利导，顺势而为，不能逆势而行，既要注重理论，更要把握好实践，才能收到行之有效的效果，否则是事倍功半。

桥式变换电路的特点：需要输出低电压大电流，一般变换器难以完成，而桥式变换器由于它的二次侧采用全波整流或同步整流，得到超强电磁力传递，高强电磁力耦合，变压器磁心的磁损很低。晶体管的最大反向电压都不会超过变压器提供的一次电压，对变压器所产生的漏感，也不需要设计吸收电路。

1.2.5 推挽式电源设计要求和原则

推挽式变换电路是利用变压器隔离和脉宽调制的变换电路。它将变压器的中心抽头接到输入电源的正端，其余两端分别接到开关晶体管的漏极如图1-15所示，对输入60V以下的直流电源电压时，推挽式变换比半桥式和全桥式变换电源优越，因为推挽式任何时候只有一个开关元件工作，对于输出相同的功率，开关管损耗比较小。所以在低电压、大功率（1000W以上），多数采用推挽式变换技术。为了使输出稳定、高效、低耗，要求研发人员采取以下措施。

1）对大电流、低电压输出的DC/DC变换电路，最大的难题是效率。效率高，电源的价格就高，市场需求量大，对多路输出的电路，必须要提高每一路的负载调整率，要达到这一目的，需采用合适的性能优越的控制电路和电路元器件，质量的优劣不但决定电源损耗和效率，还对电源的寿命有直接的影响，其次提高效率，要在输出二次侧采用高速同步整流技术，采用这种技术需要注意是整流管和回流管的两只MOS管的参数一致，不能出现同时导通，否则将产生大电流环流引发MOS管损坏。

2）推挽式电源在降压变换方式中，主开关MOS管断开时，二次电流通过输出电感流入负载，由于电感的作用，该电流不会立即中断，形成负载电流回路，它将影响负载在重载下的稳定性，这是设计工程师要注意的另一个问题。如设法将驱动信号延迟，即可将负载回路电流截止，使输出功率稳定，怎样延迟驱动信号呢？就是利用电路的闭环反馈系统的反馈去检测开关管的导通电压，再利用这个导通电压，去调节开关管从关闭到开启的死区时间，使它延迟，将导通时间最佳化，这样的结果还有效地降低了开关管的导通或关断的损耗，并补偿了由于负载的变化使开关管的温度发生变化的不良后果。

3）低电压大电流对推挽式电路带来的是功耗上升，很多电源产品由此不能进入批量生产，这里很多是元器件的质量引起的，也有很多是生产工艺不周全不完善引起的。比如说“老化”这个工艺环节，稍有不周就会出现“热磁”，热磁是一种物理现象，但对像开关电源这样的高频率、高磁动势电子器件，就会发生“高烧”，加大损耗，降低了效率。我们要尽最大努力消除或降低因输出低电压和提高工作频率所造成的功耗。采用预测开关管的栅极电压，进行控制晶体管的导通和截止，使电路的控制回路做到按时按量有条不紊地进行电能转换。在电路中无需同步扫描、信号采样这些工作环节，预测开关管栅极电压技术对推挽式变换电路、多路输出引发降低功耗电路是有好处的。这种技术不需在电路设计上做文章，只要注意选用具有这种功能的控制IC就行。

推挽式变换电路由于使用两只晶体管，如果两只晶体管的特性不一致，也会出现偏磁现象。开关管存储时间和“开”“关”时间不等，施加在变压器上的正负电压的持续时间不等，变压器上的磁心励磁强度不等，只要经过几个周期的积累，就会出现单边绕组励磁饱和，称之为偏磁。偏磁，是开关电源最为危险的事故之一，也是失败的电源设计，设计工程师必须在两个绕组中电感大的一个绕组串接一只小电容Co，以平衡两个绕组的电抗，使两个绕组的励磁强度保持相等，避免出现偏磁。在设计中，工作频率小于100kHz，转换占空比D也可适当小一点。