1.3 电荷泵的技术特性

1.3.1 电荷泵电路分析

1.电荷泵等效电路分析

2倍压电荷泵工作时的等效电路如图1-39所示，其稳态结构电路推导如下：

式中ION——S1、S4导通，S2、S3关断时电流；

IOFF——S1、S4关断，S2、S3导通时电流；

D——占空比，取0.5。

VPUMP（ON）——打开时电容C1上的电压。

VPUMP（OFF）——关断时电容C1上的电压。

ΔQ——电容C1储存电量变化量。

QON——ION时电容C1储存电量；

QOFF——IOFF时电容C1储存电量；

f——开关频率；

ESR——电容等效串联电阻；

RDS（ON）——S1、S4、S2、S3导通电阻。

将以上公式化简带入，即可获得下列等效公式：

由以上等效电路与公式可得以下结论：

①开关频率f增快，可以获得较大的驱动能力与较好的效率。

②C1电容选择容值较大且ESR较小者，可以获得较大的驱动能力与较好的效率。

③电荷泵的优劣与其开关S1～S4的RDS（ON）值大小直接相关，RDS（ON）值越小电荷泵工作特性越佳，而1.5倍压电荷泵的等效电路也可由相同的推导获得。

④电荷泵的工作特性受开关频率f、电容C1与RDS（ON）的影响，并非一味追求极限才最好，开关频率f过快会产生EMI（Electro Magnetic Interference，电磁干扰），电容C1的容值较大会影响PCB布局面积，RDS（ON）的阻值越小则IC成本会较高，因此在设计中应在众多因素条件下考虑如何取得平衡。

2.电荷泵输出特性

电荷泵的工作过程为首先储存能量，然后以受控方式释放能量，以获得所需的输出电压。电荷泵采用电容器来储存能量，并通过开关阵列和振荡器、逻辑电路、比较控制器实现电压提升。因工作于较高频率，可使用小型陶瓷电容器（1μF），占用空间小，使用成本较低。电荷泵仅用外部电容器即可提供±2倍压的输出电压，其损耗主要来自电容器的等效串联电阻（ESR）和内部开关管的电阻RDS（ON）。电荷泵不使用电感器，因此其辐射EMI可以忽略。输入端噪声可用一只小型电容器滤除。它的输出电压是工厂生产时精密预置的，可通过后端片上线性调整器调整，因此电荷泵在设计时可按需要增加电荷泵的开关级数，以便为后端调整器提供足够的调整空间。

电荷泵并不稳压，即有负载电流时，输出电压将根据负载发生变化。电荷泵的输出电流与输出电压的变化曲线称为输出特性曲线，其特性是：输出电流越大，输出电压变化越大。

通常以输出电阻Ro来表示输出电流与输出电压的关系。若输出电流从零增加到IOUT时，输出电压变化为ΔV，则输出电阻Ro为：

输出电阻Ro越小，输出电压变化越小，输出特性越好。电荷泵十分适用于便携式电子设备的电源设计，输出电压可调的电荷泵是一个将电荷泵和线性调整器集成在同一芯片内的电源系统。

如图1-40所示为开关电容电压调节器框图，当输出电压超过期望的极限时，器件不会开启，消耗的电源电流将很小。在这种空闲状态期间，输出电容提供输出端负载所需的电流。随着这个电容不断放电以及输出电压降低到期望的输出电压以下，电荷泵将被激活直到输出电压再次达到高于这个值。

在轻负载下，图1-40所示的调节结构的主要优势是很明显的，因其通过输出电容为负载提供电能，当负载电流非常低时，输出电容只须偶尔通过电荷泵进行再次充电。

调压电荷泵在一个宽的输入范围内不能维持高的效率，因为输入/输出电流比是根据基本的电压转换进行调节的，任何比输入电压乘以电荷泵增益所得的值更低的输出电压将导致变换器内额外的功耗，并且效率会成比例地降低，如下式：

式中G——电荷泵的增益。

电荷泵根据输入/输出电压比例改变增益，以在整个输入电压范围内获得高的转换效率。理想的情况是增益应该是线性变化的。因电荷泵的泵电容和开关数量是有限的，只能配置有限的增益级数。

在图1-40所示电路中，输入电压被调节，并被馈入到三个比较器的正向结点。比较器的所有反向结点连接到输出电压。电荷泵增益控制电路根据输入/输出电压比，选择最小的增益G，这样就可以获得期望的电压转换效率。

在图1-41中，S1、S2、S3、S4采用功率MOS管器件，功率MOSFET是压控元件，具有输入阻抗大、开关速度快、无二次击穿现象等特点。功率MOSFET由于是单极性多子导电，显著地缩短了开关时间。但是对于MOS管来说决定开关速度的因素有开关电容的导通电阻和充放电电容的大小，为了获得较高的采样速度需要采用大尺寸的功率MOS管和较小值的电容。然而栅极的驱动速度在很大程度上也决定了功率MOSFET的开关速度，这就需要提供具有高速驱动能力的电路来满足这一要求。为了缩短开关时间，对MOS管的驱动电路进行一定的改进。实际应用中功率MOSFET的输出级还要带负载，因此影响开关速度的大小不光是驱动速度的问题，还有输出负载大小的问题。

功率MOSFET极间电容等效电路如图1-42所示，输入电容CIN=CGS+CGD，输出电容COUT=CDS+CGD，开关管开通延迟时间：

上升时间：

tr=2.2RON[Ciss+（1-A）CGD] （1-62）

式中A——与VDS、VGS相关的系数；

Ciss——功率MOSFET的栅极短路共源输入电容。

整个开通时间：

由于为开关管的导通电阻，代入式（1-63）可得：

由（1-64）式可知，开关的导通速度与通过开关的电流大小成正比，电流越大，tON越小，开关的速度越快。为提高功率MOSFET的驱动速度，驱动电路应满足以下要求：

①能够提供足够大的驱动电流，即驱动电路的充电电阻要充分小，以缩短导通时间。

②具有足够的泄流能力，即放电电阻要充分小，以提高开关管的关断速度。

根据以上要求，考虑到由于三极管的导通电阻小的特点，并且对管的互补作用消除了少数载流子存储时间的影响，可以达到很高的驱动速度，因此采用互补对称型射极输出器来驱动功率MOSFET，如图1-43所示。该驱动电路利用VT4、R1、R2组成模拟电压源，产生正向偏压，使其值等于或稍大于导通电压，只要有信号输入，VT1、VT2即可轮流导通，克服了互补对称管必然存在的交越失真现象。通过调整R1与R2的比值可调整偏压值的大小。

为了提高功率MOSFET的开关速度，根据电容两端电压与时间的关系从而确定最小时钟周期，减小功耗，提高转换效率。最小时钟频率确定的原则是，既要保证电容充放电完全，又要尽量使用高频时钟减小电路功耗，提高转换率。

为了避免电容在没有完全充放电时即进入相对工作状态，影响导通时间的准确性及对开关管性能的影响采用非交叠时钟信号，如图1-44所示为非交叠时钟发生器原理图，CLK为原始的时钟信号，φ1和φ2为相位相反的非交叠时钟信号。

3.电荷泵效率

MAX829电荷泵外围电路如图1-45所示，在图1-45中，电容C1在输出电压和VIN之间以频率f进行切换，每个周期电荷的转移量为：

ΔQ=C1（VIN-VOUT） （1-65）

所产生的电流取决于开关频率f：

I=fΔQ=fC1（VIN-VOUT） （1-66）

由欧姆定律可得开关电容的等效电阻，开关频率越高、电容量越大，则等效电阻越小，相应的损耗也越小。为降低开关导通电阻和电容器本身等效串联电阻所产生的功率损耗，需选择具有低的电容和具有低导通电阻的开关。

每种便携式电子设备都具有其独特的电源管理方案，但是在所有产品类型中都存在一些共同的电源效率的问题。电荷泵可提供比LDO稳压器更高的工作效率；然而，电荷泵的效率虽不及电感式DC/DC变换器，但因其不需要电感，而使电荷泵解决方案具有高的性价比。

电荷泵是通过控制泵电容以及调节开关来保持稳定的输出电压，电荷泵开关网络在泵电容充电和放电变换周期内可以实现泵电容的并联或串联排列。在给定的输入/输出条件（差分电压）下，应选择电荷泵最优的工作模式以保持要求的输出电压。电荷泵开关网络采用的MOSFET器件具有尺寸小、成本低、开关速度快、损耗最低等特点。

电荷泵工作于高频（1～2MHz），可选用小尺寸、低成本的多层陶瓷电容（MLC）。MLC非常适合电荷泵，因为它的尺寸很小，具有很高的功率密度、低的ESR（等效串联电阻）和低的成本。

降压电荷泵原理图如图1-46（a）所示，升压电荷泵原理图如图1-46（b）所示。电荷泵通过与输出负载之间的并联连接或串联连接的泵电容网络的不断充电和放电，进而从一个直流输入电压产生一个直流输出电压。具有两个泵电容（CF1和CF2）的升压和降压电荷泵，其CF1和CF2在充电期间与输入电压相连，能量从输入电容转移到泵电容。然后，在放电期间，CF1和CF2再连接到输出负载，在充电期间保存的能量将传递到输出负载。在充电和放电期间，泵电容网络（CF1、CF2）可以并行或串行连接，这取决于电荷泵的工作模式。

在充电期间，电容电压增加（存储能量），在CF1、CF2两端施加一个固定的差分电压（VDIFF）。在放电期间，泵电容电压降低（释放能量），VDIFF被倍压（倍压比为1/2倍压、1倍压、2倍压）并连接到输出电容。在放电期间，VDIFF的值取决于最大可能的输出电压（VOUT（max）），实际的输出电压（VOUT）小于或等于VOUT（max），这取决于电荷泵开关网络设置的开关占空比或频率。对于降压电荷泵：

对于升压电荷泵：

IN

输出与输入电压的比值是电荷泵的期望增益G：

电荷泵的增益M是一个固定比例，对于降压电荷泵来说它小于或等于1（M≤1），对于升压电荷泵来说，它大于1（M＞1），因此多模式电荷泵有时被称为分数模式电荷泵。电荷泵工作模式设置的最大电压增益为：

G≤M （1-74）

以及：

VOUT（max）=M×VIN （1-75）

通过调整电荷泵的期望增益来保持一个在VIN范围上稳定的直流输出电压，为了达到这个目的，需增加一个额外的调节电阻RMOD（RMOD与输出负载串联）来设置预期的增益。

电荷泵可动态地设置M和RMOD，通过检测VDIFF来确定最佳的M，M用于设置最大电荷泵增益。通过控制频率或充电和放电开关占空比来确定RMOD。

电荷泵输出电阻确定最大输出电流（IOUT），输出电阻ROUT包括从输入到输出电流路径上的分布寄生电阻，包括MOSFET导通电阻（RDS（ON）），印制线电阻和电容等效电阻（ESR）。

电荷泵等效电路如图1-47所示，该电路由一个压控电压源（VIN×M）和串联输出电阻RMOD和ROUT组成，该等效电路对于降压和升压电荷泵的输出电压为：

VOUT=M×VIN-IOUT×（RMOD+ROUT） （1-78）

整理可得：

为使效率最大化，最好工作在效率最高的工作模式（若为1.5倍压，则M=1.5；若为1倍压，则M=1）。假设ROUT=0，电荷泵必须在转换电压VIN下从更高的模式转变到较低的模式，电压转变时假设RMOD=0Ω：

在实践中，ROUT≠0，并且需要额外的电压余量（ΔV（M））。ΔV（M）是用于补偿ROUT两侧电压降的输入电压。通常，期望获得最小的ΔV（M）来保持高工作效率。用下式可以计算出ΔV（M）。

ΔV（M）是输入电压余量的度量，当转换到更高的工作模式时需要该余量。如果不能满足这个要求，将得到较差的输出电压（VOUT下降）。电荷泵输入电流等于输出电流乘以电荷泵工作模式变量M：

IIN=M×IOUT （1-82）

电荷泵效率是输出功率除以输入功率，其计算式为：

从该式可以看出：在ROUT=0Ω时，效率达到100%。在RMOD上表现出的增量输入电压导致效率降低，这样一来电荷泵的工作情况类似于LDO稳压器。

降压电荷泵工作在1倍压线性模式时泵电容断开，将开关RDS（ON）设定在线性区域来维持稳定的输出电压，可实现更低的输出噪声。在1倍压线性模式下，通常需要其他的电路来控制稳压电路。

1倍压开关模式通过变换VIN和VOUT之间的电容的连接来调节开关。对于所有的电荷泵，在充电间隙期间存储能量，在放电间隙输出。调节开关来增加和降低有效的串联电阻，以保持VOUT稳定。这种方法会使降压电荷泵产生输入和输出噪声，但是不需要额外的控制电路。

电荷泵的工作模式确保足够的增益，并设置工作频率。工作模式是VIN和ΔV（M）的函数。输入电压余量（ΔV（M））取决于输出电流IOUT、输出电阻ROUT和工作模式（M）。例如，假设ROUT=1Ω，IOUT（max）=300mA，使用下式计算VIN余量为：

对于降压电荷泵：

+ΔV（1）=0.30V；+ΔV（2/3）=0.45V；+ΔV（1/2）=0.60V；+ΔV（1/3）=0.90V。

对于升压电荷泵：

+ΔV（3/2）=0.45V；+ΔV（2）=0.60V；+ΔV（3）=0.90V。

随着便携式电子设备功能的增加，功率管理策略将越来越重要。设计必须在定义结构之前仔细考虑所有的选项。

集成多种工作模式（1倍压模式、1.5倍压和2倍压模式）的电荷泵成为驱动LED背光照明的主流解决方案，并且在尽可能的情况下，让电路工作在1倍压模式下。新推出的CP2130/CP2131/CP2133多种工作模式的电荷泵，很好地解决了这两个问题。其中CP2130可以最多驱动5只LED，CP2131可以最多驱动3只LED，CP2133可以最多驱动4只LED。

同样，对于基于电荷泵的LED驱动电路设计而言，最关心的指标仍是工作效率和LED电流匹配精度。提高工作效率的方法是，尽可能使电荷泵工作在1倍压模式下，以在整个电池工作电压范围内提高电源转换效率。

对于关注的效率问题，CP2130/CP2131/CP2133实现了两种工作模式自适应动态切换（即根据电池电压和LED实际导通压降判断），而不是固定电压点切换（即只考虑电池电压），从而显著提高了效率。只要电池电压比LED的工作电压高350～550mV（根据EN1和EN2的引脚设定不同而不同）时，CP2130/CP2131/CP2133就可以工作在相对效率较高的1倍压模式下。

与串联驱动LED电路相比，并联驱动LED电路要解决的一个重要问题就是各个LED间的电流匹配，由于LED的发光亮度与其工作电流相关，不一样的电流会导致显示屏的亮度不均匀。对于并联驱动的LED，在实际应用中，LED由于批次的不同和个体差异，在同样工作电流情况下的正向导通压降不同，可能会有50～200mV的电压差值，这要求在设计电流控制电路时需要考虑到这个差异。

1.3.2 电荷泵技术创新

1.采用饱和区MOS管作为调节开关的电荷泵

由于电荷泵输出电容的充放电会造成输出电压纹波，在实际应用中需控制在一个较小的范围内。采用饱和区MOS管作为调节开关的电荷泵，工作在占空比为50%的方波信号下，具有很低的输出电压纹波。

电荷泵电路利用电荷转移的方式进行工作，通过泵电容把电荷从输入转移到输出，提供负载所需要的电流。传统的Skip模式（跳跃模式）电荷泵如图1-48所示，包含外接输入滤波电容CIN、外接输出电容COUT、外接泵电容CPUMP和4个功率开关MOS管。其中，除M2为NMOS管外，其余均为PMOS管。由于NMOS管的迁移率比PMOS管高约3倍，在相同的导通电阻下NMOS管所占芯片面积比PMOS管要小很多。但是，若M1，M3和M4选用NMOS管作为开关管，随着泵电容充放电，栅源电压VGS的变化会对NMOS导通电阻产生很大的影响，所以M1，M3和M4选用PMOS管。为了得到稳定的输出电压，电荷泵电路需要用负反馈进行控制。反馈网络由分压电阻R1，R2和迟滞比较器组成。

单个周期的工作过程可分为三个阶段：阶段A（充电阶段，M1和M2导通，泵电容CPUMP被VIN充电，持续时间为Δt）；阶段B（能量传输阶段，M3和M4导通，泵电容CPUMP向输出电容COUT放电，持续时间为Δt）；阶段C（等待阶段，M1、M2、M3、M4均不导通，没有能量从VIN传输到泵电容CPUMP和输出电容COUT，持续时间为ΔtW）。

功率开关MOS管M1、M2、M3、M4由数字振荡信号φ1、φ2控制，开关总导通电阻为恒定值。在电源电压或负载电流变化时，负反馈环路通过控制振荡器来调节ΔtW/Δt的值，从而稳定输出电压。

在单个周期里，只有在阶段B才对输出电容COUT充电，在阶段A和C，COUT向负载放电。因为COUT周期性地充放一定的电荷量，输出电压就会有纹波产生。可以得出在阶段B，COUT的充电电流为：

在阶段A和C，COUT的放电电流为：

ICOUT（A，C）=-ILOAD （1-86）

从式（1-85），（1-86）可以得出输出电压纹波峰-峰值为：

式中ESR——COUT的等效串联电阻。

采用饱和区MOS管作为调节开关的电荷泵如图1-49所示，反馈网络由分压电阻R1，R2和误差放大器组成。开关MOS管M1、M3、M4和M2由占空比为50%的数字振荡信号φ1、φ2控制，NMOS开关管M2将误差放大器的输出电压转化为占空比为50%的振荡信号VREG，其振幅受误差放大器的输出电压控制。调节开关M2由VREG控制，在泵电容CPUMP充电的半个周期（φ2为低电平），M2导通，M2的导通电阻RON（M2）是可以调节的量；在泵电容CPUMP放电的半个周期（φ2为高电平），M2截止。单个周期的工作过程可分为两个阶段。

阶段A（充电阶段，M1和M2导通，持续时间为Δt）：泵电容被VIN充电，CPUMP两端的平均压差为VIN减去平均充电电流IA在M1和M2导通电阻上产生的压降：

阶段B（能量传输阶段，M3和M4导通，持续时间为Δt）：泵电容向负载电容放电，负载电容两极平均电压为：

在稳定状态，CPUMP两端的平均电压保持恒定，这意味着：

假设阶段A和B的时间常数足够大，即

CPUMP（RON（M1）+RON（M2））≥10Δt （1-91）

并且：

CPUMP（RON（M3）+RON（M4））≥10Δt （1-92）

则有：

开关M1，M2，M3，M4周期性工作在阶段A和B，能量就从电池（VIN）传输到负载（VOUT）。在单个周期里，只有在阶段B才对输出电容COUT充电。在阶段A，COUT向负载放电。在闭环负反馈电路系统中，输出电压VOUT为稳定值，这就要求电荷泵充电能量等于负载消耗的能量。所以，在能量传输的阶段B，平均放电电流IB为：

2Δt×ILOAD=Δt×IB，即IB=2×ILOAD （1-94）

将式（1-86），（1-88），（1-94）代入式（1-89），可得输出电压为：

VOUT=2VIN-ILOAD×2×（RON（M1）+RON（M2）+RON（M3）+RON（M4）） （1-95）

功率开关MOS管M1、M3、M4由占空比为50%的数字振荡信号φ1，φ2控制，其导通电阻为恒定值。M2由振幅受误差放大器的输出电压控制的振荡信号VREG控制，其导通电阻是可以调节的量。从式（1-95）可以看出，在电源电压或负载电流变化时，反馈环路通过控制M2在阶段A时的导通电阻RON（M2）来稳定输出电压。调节开关M2在阶段A的平均导通压降为：

VDS（M2）=IA×RON（M2）=2ILOAD×RON（M2） （1-96）

将式（1-96）代入式（1-95），可得输出电压的另一种形式，即

VOUT=2VIN-VDS（M2）-2ILOAD×（RON（M1）+RON（M3）+RON（M4）） （1-97）

从式（1-97）可以看出，随着电源电压的降低，VDS（M2）也会跟着降低从而得到稳定的输出电压。当电源电压在较大范围内变化时，要求VDS（M2）在较大范围内变化，即要求调节开关M2工作在饱和区。当电源电压下降到使调节开关M2工作在线性区时，VDS（M2）的变化范围将大大减小，使VDS（M2）的变化量跟不上电源电压的变化量，电荷泵失去调节功能，这类似于低压差线性调整器。

因为COUT周期性地充放一定的电荷量，输出电压就会有纹波产生。在阶段B，COUT的充电电流为：

ICOUT（B）=IB-ILOAD=ILOAD （1-98）

在阶段A，负载从COUT中获取能量，COUT的放电电流为：

ICOUT（A）=-ILOAD （1-99）

从式（1-98），式（1-99）可得输出电压纹波峰-峰值为：

比较式（1-87），式（1-100）可以看出，由于电荷泵通过控制MOS开关管M2在阶段A时的导通电阻来稳定输出电压，使得电荷泵可以工作在占空比为50%的方波信号下，ΔtW=0，频率。所以其输出电压纹波小于传统的Skip模式电荷泵的输出电压纹波。

2.新型电荷泵变换器的特点

20世纪80年代末，各半导体器件厂生产的电荷泵变换器是以ICL7660为基础开发出的一些改进型产品，例如MAXIM公司的MAX1044，Telcom公司的TC1044S、TC7660，LTC公司的LTC1044/LTC7660等。这些改进型器件功能与ICL7660相同，性能上有所改进，引脚排列与ICL7660完全相同，可以互换。这一类器件的缺点是：输出电流小；输出电阻大；振荡器工作频率低，使外接电容容量大；静态电流大。

20世纪90年代以后，随着半导体工艺技术的进步与便携式电子产品的迅猛发展，各半导体器件公司开发出各种新型电荷泵变换器，它们在器件封装、功能和性能方面都有较大改进，并开发出一些专用的电荷泵变换器，其特点可归纳为以下几项。

1）提高输出电流及降低输出电阻

早期的电荷泵产品，如ICL7660在输出电流为40mA时，-5V输出电压降为-3V（相差2V），而新型MAX660在输出电流为100mA时，其输出电阻仅为6.5Ω，MAX660在输出电压为40mA时，-5V输出电压为-4.74V（相差仅0.26V），即输出特性有较大的提高。MAX682的输出电流可达250mA，并且在器件内部增加了稳压电路，即使在250mA输出时，其输出电压变化也很小。这种带稳压的电荷泵产品还有AD公司的ADM8660、LT公司的LT1054等。

2）减小功耗

为了延长电池的寿命或两次充电之间的间隔，要尽可能减小电荷泵的静态电流，近年来开发出一些微功耗的新产品。ICL7660的静态电流典型值为170μA，新产品TCM828的静态电流典型值为50μA，MAX1673的静态电流典型值仅为35μA。另外，为更进一步减小电路的功耗，已开发出能关闭负电源的功能，使电荷泵的耗电降到1μA以下，另外在关闭负电源后使部分电路不工作而进一步达到降低功耗的目的。例如，MAX662A、AIC1841两电荷泵都具有关闭功能，在关闭状态时耗电小于1μA，几乎可忽略不计。这一类电荷泵器件还有TC1121、TC1219、ADM660及ADM8828等。

3）扩大输入电压范围

ICL7660电荷泵电路的输入电压范围为1.5～10V，为了满足部分电路对更高负电压的需要，已开发出输入电压可达18V或20V的电荷泵新产品，即可转换成-18V或-20V的负电压。例如，TC962、TC7662A的输出电压范围为3～18V，ICL7662、Si7661的输入电压可达20V。

4）减少占印制电路板的面积

减少电荷泵占印制电路板面积的方法有两种：①采用贴片或小尺寸封装IC，新产品采用SO封装、μMAX封装及开发出尺寸更小的SOT-23封装；②减小外接泵电容的容量。在输出电流一定时，电荷泵的外接电容的容量与振荡器工作频率有关：工作频率越高，电容容量越小。工作频率在几kHz到几十kHz时，往往需要外接10μF的泵电容；新型电荷泵器件工作频率已提高到几百kHz，个别的甚至到1MHz，其外接泵电容容量可降到1～0.22μF。

ICL7660工作频率为10kHz，外接泵电容容量为10μF；新型TC7660H的工作频率提高到120kHz，其外接泵电容容量已降为1μF。MAX1680/MAX1681的工作频率高达1MHz，在输出电流为125mA时，外接泵电容容量仅为1μF。TC1142工作频率为200kHz，输出电流为20mA时，外接泵电容容量仅为0.47μF。MAX881R工作频率为100kHz，输出电流较小，其外接泵电容容量仅为0.22μF。若采用SOT-23封装的器件及贴片式电容器，则整个电荷泵的面积可做得很小。

5）输出负电压可调整

一般的电荷泵的输出负电压VOUT=-VIN，是不可调整的，但新型产品MAX1673可外接两个电阻R1、R2来调整输出负电压，如图1-50所示。输出电压VOUT与R1、R2的关系为：

式中VREF——外接的基准电压（典型值为1.235V）。

为保证反馈环路的稳定性，并减小由于FB引脚的偏置电压所产生的误差，电阻分压器的电流应接近15μA，R2的阻值需设置在50～100kΩ之间，按（1-101）式计算R1的电阻值。如图1-50所示电路的输出电压VOUT=-3V。MAX881R、ADP3603～ADP3605、AIC1840/1841器件等都具有这种输出负电压可调功能。

3.电荷泵选用要点

目前，电荷泵在携式电子设备中得到了广泛运用，从未调整单输出IC到带多输出电压的调整IC，输出功率和效率也得到了发展。电荷泵多用于体积受限、效率要求较高且具有低成本的场合，以及需要电池的系统，如蜂窝式电话、寻呼机、蓝牙系统和便携式电子设备，主要应用包括驱动用于手机背光的白光LED和毫瓦范围的数字处理器。便携式电子产品对电荷泵变换器提出不同的要求，各半导体器件公司为满足不同的要求开发出一系列新产品，电荷泵器件占用的PCB空间小，似乎是大型OEM厂商的首选。电荷泵受到青睐，除了可以用于不同的应用以外，还有一个间接的原因就是人们认为基于电感的功率源可能带来不可克服的EMI问题。实际上，最近推出的一批电荷泵采用的拓扑显得相当普通，各芯片之间的差别，主要是在具体的应用中为使用户获得优势而进行改变。在设计中选用电荷泵时必须考虑以下几个要素：

（1）转换效率要高；无后端调节电荷泵的转换效率为85%，有后端调节电荷泵的转换效率为83%。

（2）静态电流要小，可以实现节能运行。

（3）输入电压要低，尽可能利用电池的潜能。

（4）噪声要小，对整体电路无干扰。

（5）功能集成度要高，提高单位面积的使用效率，便于设计更小型的电子产品。

（6）足够的输出调整能力，以使电荷泵不会因工作在满负荷状态而发热。

（7）电荷泵封装尺寸要小，封装尺寸小是电子产品的普遍要求。

（8）安装成本低，包括电荷泵周边电路要少占PCB面积，并且走线少而简单。

（9）要具有关闭控制端，可在长时间待机状态下关闭电荷泵，使供电电流消耗近乎为0。

在设计中如果需要兼顾效率和占用的PCB面积大小时，可考虑选用电荷泵。例如，在电池供电的应用中，效率的提高将直接转变为工作时间的有效延长。通常电荷泵可实现90%的峰值效率，更重要的是外围只需少数几个电容器，而不需要电感器、续流二极管及MOSFET。这一点对于降低自身功耗，减少尺寸、BOM材料清单和成本等至关重要。

大多数的电荷泵通过一对集成电荷泵环路，工作在相位差为180°的情形，这样的好处是最大限度地降低输出电压纹波，从而有效地避免因在输出端增加滤波处理而导致的成本增加。而且，与具有相同输出电流的等效电感式变换器相比，电荷泵产生的噪声更低些。对于RF（Radio Frequency，射频）或其他低噪声应用，这一点使其无疑更具竞争优势。