1.2 电荷泵的工作原理与结构

1.2.1 电荷泵的工作原理

1.电荷泵

电荷泵也称为开关电容式电压变换器，是一种利用“快速”（flying）或“泵送”电容（非电感或变压器）来储能的DC/DC变换器，它能使输入电压升高或降低，也可以用于产生负电压；其内部的FET开关阵列以一定方式控制泵电容器的充电和放电，从而使输入电压以一定因数（0.5、2或3）倍增或降低，从而得到所需要的输出电压。这种特别的调制过程可以保证高达80%的效率，而且只需外接陶瓷电容。由于电路工作在开关状态，电荷泵也会产生一定的输出纹波和EMI（电磁干扰）。

电荷泵可以实现逆变器、分路器或者增压器功能：作为逆变器使用时，将输入电压转变成一个负输出；作为分路器使用时，输出电压是输出电压的一部分，如1/2或2/3；作为增压器使用时，它的输出电压是输入电压的1.5倍或2倍。

虽然有一些开关式DC/DC变换器除组成升压、降压电路外，也可以组成电压反转电路，但电荷泵电压反转器仅需外接两个电容，电路最简单，尺寸小，并且转换效率高、耗电少，所以它获得了极其广泛的应用。目前不少集成电路采用单电源工作，简化了电源，但仍有不少电路需要正负电源供电才能工作。例如，D/A变换器电路、A/D变换器电路、V/F或F/V变换电路、运算放大器电路、电压比较器电路等。自INTERSIL公司开发出ICL7660电压反转器IC后，用它来获得负电源十分简单，20世纪90年代后又开发出带稳压的电压反转电路，使经电压反转电路获得的负电源性能更为完善。对于采用电池供电的便携式电子产品来说，采用电荷泵变换器来获得负电源或倍压电源，不仅减少电池的数量，减少产品的体积、质量，并且在减少能耗（延长电池寿命）方面起到极大的作用。便携式电子产品发展迅速，对电荷泵变换器提出不同的要求，各半导体器件公司为满足不同的要求开发出了一系列电荷泵新产品。

2.理想电荷泵模型

最早的理想电荷泵模型是J.Dickson在1976年提出的，其基本思想就是通过电容对电荷的积累效应而产生高压使电流由低电势流向高电势，当时这种电路是为了提供可擦写EPROM所需要的电压。后来J.Witters，ToruTranzawa等人对J.Dickson的电荷泵模型进行改进，提出了比较精确的理论模型，并通过实验加以证实，提出了一些理论公式。随着集成电路的不断发展，基于低功耗、低成本的考虑，电荷泵在集成电路中的应用越来越广泛了。四阶Dickson电荷泵原理图如图1-25所示。

当图1-25中当F点为低电平时，MD1管导通，VIN对与结点1相连的电容进行充电，直到结点1的电压为VIN-VTN；VTN为MD1管（MD2管、MD3管、MD4管）的导通压降。当F点为高电平时，此时结点1的电压变为VF+VIN-VTN，此时MD2导通，对与结点2相连的电容进行充电，直至结点2的电压变为VF+VIN-2VTN；F点再度变为低电平，结点2上电压为2VF+VIN-2VTN；如此循环，直到完成四级电容的充放电，可以推得输出电压为：

VOUT=VIN+4（VF-VTN）-VTN （1-20）

由此可以得到对于N级倍压电荷泵的电压增益为：

VOUT=VIN+N（VF-VTN）-VTN （1-21）

但在实际电路中由于VF受到开关管寄生电容CS的影响，其真实值应为：

将（1-22）式代入（1-21）式可得：

当考虑负载后，若电荷泵提供负载电流为IOUT，负载上具有大小的压降（N为电荷泵级数，fOSC为MD管开关频率），代入（1-23）式得到输出电压：

对于Dickson型电荷泵，单级电压增益为：

Dickson倍压电荷泵需要满足很重要的一个条件就是：

由于该式与N无关，故从理论上来说，电压可以通过倍压得到理想的电压值。

3.开关电容负电压电路

由Dickson电荷泵理论可以推广得到产生负电压的开关电容电路，负压电荷泵原理图如图1-26所示。其基本原理与Dickson电荷泵是一致的，但是利用电容两端电压差不会跳变的特性，当电路保持充放电状态时，电容两端电压差保持恒定。在这种情况下将原来的高电位端接地，从而可得到负电压输出。该电路实际上是由一个基准、比较、转换和控制电路组成的系统。它由振荡器、反相器及四个模拟开关组成，外接两个电容C1、C2构成电荷泵电压反转电路。

振荡器输出的脉冲直接控制模拟开关S1及S2；此脉冲经反相器反相后控制模拟开关S3及S4。当模拟开关S1、S2闭合时，模拟开关S3、S4断开；模拟开关S3、S4闭合时，模拟开关S1、S2断开。

当模拟开关S1、S2闭合、模拟开关S3、S4断开时，输入的正电压VIN向C1充电（上正下负），C1上的电压为VIN，当模拟开关S3、S4闭合、模拟开关S1、S2断开时，C1向C2放电（上正下负），C2上充的电压为-VIN，即VOUT=-VIN。当振荡器以较高的频率不断控制模拟开关S1、S2及模拟开关S3、S4的闭合及断开时，输出端可输出变换后的负电压（电压转换率可达99%左右）。

由图1-26所示的原理图分析可知，当时钟信号为高电平时功率开关管S1、S2同时导通，S3，S4同时关断，VIN对电容C1进行充电，=VIN-VTP-VTN，=VTN；当时钟信号为低电平时S1、S2关断，S3，S4同时导通，C1上存储的电荷通过S3，S4传送到C2上，由于C2高电位端接地，故输出端VOUT=-（VIN-VTP）。当考虑负载后，由于负载会从电路中抽取电流IOUT，负载上具有大小的压降，输出电压为：

式中——电容C1正极端电压；

VTP——开关S1的电压降；

VTN——开关S2的电压降；

——电容C1负极端电压；

fOSC——开关频率；

Csn、Csp——开关极间电容；

C1sn、C1sp——模拟开关S1，S2的开关电容；

C2sn、C2sp——模拟开关S3，S4的开关电容。

电荷泵使用电容储存能量，并且随着电荷泵电路结构的改进，也可应用在需要大电流的应用电路中。一般电荷泵电路主要有“LINEAR”和“SKIP”两种工作模式。

当电荷泵工作在“LINEAR”模式下，可以获得较低的输出纹波，工作在“SKIP”模式下可以获得较低的静态电流。为描述方便，以下分析中的电荷泵四个开关管均用NMOS代替，而实际上电荷泵开关中既有PMOS又有NMOS。电荷泵简单的工作过程可分为三个阶段：

阶段A（充电阶段，S1和S2导通）：泵电容被VIN充电，C1两端的平均压差为VIN减去充电电流在S1和S2产生的压降。

式中——泵电容C1两端的平均压差；

、——开关管S1，S2的开关电阻。

阶段B（能量传输阶段，S3和S4导通）：泵电容向负载电容放电，其两极平均电压为：

式中、——开关管S3，S4的开关电阻。

阶段C（等待阶段，S1～S4均不导通）：没有能量从VIN传输到C1和C2。VC1=常量。在等待状态，C1两端电压保持恒定，这意味着C1的电容量在阶段A与阶段B相等。

当用50%占空比的时钟时，ΔtA=ΔtB=Δt（ΔtA为阶段A的时间，ΔtB为阶段B的时间），所以流过C1的平均充电电流就等于其平均放电电流，假设阶段A和阶段B的时间常数足够大：

并且

那么

式中IP——输出电流；

IA——阶段A的充电电流；

IB——阶段B的充电电流。

开关S1～S4周期性通过阶段A、B和C翻转，如图1-27所示，能量就从电池（VIN）传输到负载（VOUT）。在单个周期里，只有在阶段B才对负载电容C2充电，在其余阶段（阶段A和C）C2向负载放电。在死循环电路系统中，输出电压VOUT为稳定值，这就要求电荷泵充电能量等于负载消耗的能量。所以，在能量传输的阶段B，可求得输出电流IP为：

（ΔtW+2Δt）ILOAD=Δt×IP （1-34）

即

式中ΔtW——阶段C时间变量；

Δt——阶段A、B时间变量；

ILOAD——电容的充电电流。

电容是存储电荷或电能并按预先确定的速度和时间放电的器件，如果一个理想的电容以理想的电压源VG进行充电，如图1-28（a）所示，将依据Dirac电流脉冲函数立即存储电荷，如图1-28（b）所示。存储的总电荷数量按下式计算：

Q=C×VG （1-36）

实际的电容具有等效串联阻抗（ESR）和等效串联电感（ESL），两者都不会影响到电容存储电能的能力。然而，它们对开关电容式变换器的整体转换效率有很大的影响。实际电容充电的等效电路如图1-28（c）所示，其中，RSW是开关的电阻；ESL为实际的电容等效串联电感，则在电容的充电电流路径具有串联电感，通过适当的器件布局设计可以减小这个串联电感。

图1-29（a）所示的电路被加电，由于电容的寄生效应限制峰值充电电流，并增加电荷转移时间。因此，电容的电荷累积不能立即完成，这意味着电容两端的初始电压变化为零。电荷泵就是利用了这种电容特性设计的。

电压变换是在两个阶段内实现的，在第一个阶段期间，开关S1和S2关闭，而开关S3和S4打开，电容充电到输入电压：

在第二个阶段，开关S3和S4关闭，而S1和S2打开。因为电容两端的电压降不能立即改变，输出电压跳变到输入电压值的两倍：

VOUT=2VIN （1-38）

使用这种方法可以实现电压的倍压，通常开关信号的占空比为50%时，能产生最佳的电荷转移效率。在图1-29（b）中显示了图1-29（a）所示的电路实现电压倍压的稳态电流和电压波形。图1-29（a）所示的电路在第一阶段，充电电流流入C1。该充电电流的初始值决定于电容C1两端的初始电压、C1的ESR以及开关的电阻。在C1充电后，充电电流呈指数级地降低。充电时间常数是开关周期的几倍，更小的充电时间常数将导致峰值电流增加。在这个时间内，输出电容CHOLD线性放电以提供负载电流。

在第二阶段，C1+连接到输出，放电电流（电流大小与前面的充电电流相同）通过C1流到负载。在这个阶段，输出电容电流的变化大约为2IOUT。尽管这个电流变化能引起输出电压变化2IOUT×ESRCHOLD（电容CHOLD的等效串联电阻），使用低ESR的陶瓷电容使得这种变化可以忽略不计。此时，CHOLD线性充电。当C1连接到输入和地之间时，CHOLD线性放电。总的输出纹波峰-峰电压值为：

更高的开关频率可以采用更小的输出电容来获得相同的纹波，电荷泵的寄生效应导致输出电压随着负载电流的增加而下降。事实上，总是存在2IOUT的电流流过C1和两个开关导通电阻（2RSW，即开关S1、S2的导通电阻），导致产生的功耗为：

PSW=（2IOUT）2×（2RSW+ESRC1）=I2OUT×（8RSW+4ESRC1）（1-40）

式中ESRC1——电容C1的等效串联电阻。

除了这些纯粹的电阻损耗，电流IOUT流过开关电容C1的等效电阻产生的功耗为：

流过CHOLD的电流等于IOUT，导致产生的功耗为：

PCHOLD=I2OUT×ESRCHOLD （1-42）

所有这些损耗可以用下面的等效输出电阻进行汇总：

这样一来，电荷泵的输出电压为：

VOUT=2VIN-IOUT×ROUT （1-44）

式中ROUT——电荷泵输出电路的等效电阻。

分数电荷泵开关工作示意图如图1-30所示。同样地，电压转换在两个阶段内实现。在第一个阶段，开关S1～S3关闭，而开关S4～S8打开。因此，C1和C2串联，假设C1等于C2，则充电到一半的输入电压为：

输出电容CHOLD提供负载电流，随着输出电容的放电，输出电压降低到期望的输出电压以下。在第二阶段，C1和C2并联，连接在VIN和VOUT之间。开关S4～S7关闭，而S1～S3和S8打开。因为电容两端的电压降并不能突变，输出电压跳变到输入电压值的1.5倍压；若关闭S8并保持S1～S7打开，则电路工作在1倍压线性模式。为此，依电荷泵的输出电压不同可分为2倍压、1.5倍压及负电压结构。

1.2.2 电荷泵的结构

1.2倍压结构

2倍压结构顾名思义是在输出端的VOUT电压为2倍输入端VIN电压，其所需要的器件为开关S1～S4与电容CIN、COUT、CPUMP，如图1-31所示。电路动作可分为充电阶段与转移阶段。

充电阶段：S1和S4闭合，S2和S3打开，此时输入电压（VIN）对CPUMP充电，CPUMP两端的电压为VIN。

转移阶段：S1和S4打开，S2和S3闭合，此时输入电压（VIN）与CPUMP串联对COUT充电，如此在COUT端输出电压即为2倍输入电压。

2.1.5 倍压结构

1.5倍压结构也就是在输出端产生1.5倍的VIN电压，其所需要的器件为开关S1～S7与电容CIN、COUT、CPUMP1、CPUMP2，如图1-32所示，而电路动作同样可分为充电阶段与转移阶段。

充电阶段：S1、S4和S7闭合，S2、S3、S5和S6打开，此时输入电压（VIN）对CPUMP1和CPUMP2充电，在电容两端电压分别为。

转移阶段：S1、S4和S7打开，S2、S3、S5和S6闭合，此时CPUMP1与CPUMP2为并联再与输入电压（VIN）串联对COUT充电，在COUT端输出电压即为1.5倍压输入电压。

使用7个切换开关可以实现输出电压为输入电压的1.5倍压，实现输出电压为1.5倍输入电压的电荷泵电路的开关信号的占空比通常为50%时，可产生最佳的电荷转移效率。

3.1.3 3倍压结构

常见的电荷泵方案使用2个外部泵电容来提供三种运行模式（1倍压，1.5倍压，2倍压）来进行升压。随着电池的消耗，这些器件逐次提高升压参数。在每一种升压模式中，最大输出电压等于输入电压乘倍压因子。超过驱动白光LED所必需的那部分电压的能量，将在电荷泵或电流调节器中被消耗掉，这就降低了整个电路的转换效率。

嵌入更多的运行模式有助于在电池的整个使用周期内限制过高的电压增益，从而提高效率。某些电荷泵目前提供第四种运行模式，按照1倍压、1.33倍压、1.5倍压和2倍压依次提高输出电压。实现1.33倍压的常规方法需要增加器件引脚和外部元件的数量，相应地，需要更多引脚的封装和更大面积的印制电路板空间，这使整个解决方案的成本远高于只有三种运行模式的器件。

按照1倍压、1.33倍压、1.5倍压和2倍压顺序来提升电压的电荷泵达到了传统上基于电感的升压变换器的效率，如图1-33所示，通过增加一个1.33倍压运行模式，电荷泵方案的效率相当于基于电感方案的效率，同时还拥有与电荷泵方案相应的低成本和小尺寸的全部优点。此外，通过使用1.33倍压运行模式，过高提升的电压被尽量限制，从而减少电能浪费和由此而产生的热损失，如图1-34所示。

目前已经有一种创新的自适应分数电荷泵器件，该器件在保持低成本和三模式（1倍压、1.5倍压和2倍压）器件简单性的同时可以实现第四种电荷泵运行模式（1.33倍压）。四模式（Quad-Mode）电荷泵能够提供更高的效率，同时不必增加外部元件及相关的成本和印制电路板空间。此外，1.33倍压分数工作模式还可减少电池端的可见电流纹波。这有助于最大限度地降低整个供电电路的噪声，这在移动电话等便携式电子设备中是一个很重要的指标。

为了提高系统效率，目前常见的电荷泵驱动白光LED的主流解决方案都集成了这几种工作模式，即1倍压、1.5倍压与2倍压模式。随着对驱动效率的要求越来越高，需要更加精确的控制电压，此时出现了1.33倍压的模式。例如，在移动电话应用中，采用传统的三模式，设计中通过种种努力提高电压转换效率，但往往局限于2%～3%；而增加了1.33倍压后，可将效率提升10%左右。

传统的1.33倍压驱动电路需要3个泵电容。用3个泵电容实现的电荷泵提供的效率足以和电感式变换器相媲美，但是一般需要的引脚数目达24个或更多。为此，Catalyst半导体公司推出了一种基于Quad-Mode专有技术的白光LED驱动器CAT3636。这种创新的电荷泵结构，仅使用2个泵电容就实现了1.33倍压升压模式，而引脚数目仅为16个。

为了实现1.33倍压的工作模式，CAT3636仍然采用流行的电荷泵式外围配置，只使用2个泵电容来实现电压变换，这就使芯片不必因工作模式的增加而使引脚数相应增加，从而使器件可以采用较小但仍然廉价的TQFN封装，有利于实际的生产和应用。

常规的1.33倍压运行模式如图1-35所示，常规的1.33倍压运行模式需要3个泵电容，通过使用两相转换（充电和升压）来实现1.33倍压。与传统的1.33倍压模式不同，Quad-Mode电荷泵仅使用2个外部电容即可实现1.33倍压模式。Cata-lyst创新的1.33倍压模式如图1-36所示，在第一相使能时，VIN对外部电容C1和C2进行充电，C1与C2串联。在第二相使能时，电容C1和C2与输入电源VIN断开，C1反向接至VIN和VOUT。此时C2保持浮空状态。在第三相使能时，C1和C2串联接至VIN，C2的正极接至VOUT。稳态的输出电压可以根据基尔霍夫电压定律求解得到。

第1相：

第2相：

第3相：

将式（1-47）代入式（1-48）得：

将式（1-50）代入式（1-46）得：

再将式（1-51）代入式（1-47）可得：

如果输入电压VIN比白光LED的正向电压降VF大，则驱动白光LED不需要升压，Quad-Mode电荷泵工作在1倍压模式下。

在这种新的1.33倍压升压架构中，第一相使能是把泵电容C1和C2串联并通过输入电源为它们充电，第二相使能是把与输入电源相连的电容C1与C2断开并转接至输出端实现升压，与此同时，电容C2因与C1断开而保持浮空状态。第三相使能是串接C1和C2并串联于输入和输出间实现第二次升压，电容C1在这过程中是被反向接入的，因此，电容C1的正极被连接到输入电源，而电容C2的正极被连接到输出端。通过这三相使能操作，C1将被充电到输入电压的三分之一，C2将被充电到输入电压的三分之二，这就可以把输出电压升高到输入电压的三分之四（4/3）倍。

根据能量守恒原理，CAT3636输入功率PI等于外部白光LED消耗的功率PL加上其自身消耗的功率PE，即PI=PL+PE。CAT3636自身消耗的功率主要包括电荷泵电压转换功率PC、内部恒流源被动消耗功率PS、内部逻辑功能模块消耗的功率PF，以及热损耗PT，即PE=PC+PS+PF+PT，如图1-37所示。

CAT3636的转换效率。由于PF和PT值都比较小，所以。在恒定电流工作条件下，白光LED的消耗功率PL近似恒定，由此可见，在同一升压模式下，随着输入电压的降低，输出电压随之降低，作用于内部恒流源的电压也随之降低，因此恒流源的消耗功率PS也随之下降，CAT3636的转换效率η升高；在相同的输入电压下，模式越高，输出电压越高，则内部恒流源消耗的功率就会越大，转换效率也随之降低。这也就是具有1.33倍压模式的白光LED驱动器要比仅有1.5倍压或2倍压模式的驱动器综合转换效率要高的原因。如图1-38所示为CAT3636工作在锂离子电池放电范围内的转换效率图。