1.4.2 DC-DC变换器原始共模传导干扰的抑制方法
对于DC-DC变换器来说，其EMI滤波器中的共模滤波元件通常占据较大的体积重量，制约了变换器的功率密度和效率的提高，因此有必要抑制DC-DC变换器的原始共模传导干扰，以减小EMI滤波器的体积重量。DC-DC变换器共模传导干扰的抑制方法包括基于噪声源的抑制方法、变压器屏蔽和绕组对消方法、对称电路和无源对消方法等。
1.基于噪声源的传导EMI抑制方法
DC-DC变换器的开关管可以被视作传导EMI的噪声源。以噪声电压源vnoise是梯形波的情况为例，如图1.14所示，其中At为梯形波幅值，Ts为开关周期，fs为开关频率，τw为电压上升与下降至At/2之间的时间，τr和τf分别为电压上升和下降时间，一般可认为τr=τf。
梯形波的各次谐波幅值表达式为[32]
图1.14 梯形波的噪声电压源波形
式中，f是梯形波的各次谐波频率kfs；k为谐波次数。
由于|sin（x）|≤1，根据式（1.2）可知，梯形波各次谐波幅值的最大边界为
根据式（1.2）和式（1.3），可以画出梯形波的谐波频谱包络和频谱的最大边界，如图1.15a所示。可以看出，频谱的最大边界在频率低于1/（πτw）时的斜率为0dB/dec，在频率[1/（πτw），1/（πτr）]之间的衰减斜率为-20dB/dec，频率高于1/（πτr）时的衰减斜率为-40dB/dec。如果将梯形波的上升和下降时间增加至τR，可以减小梯形波在频率高于1/（πτR）的最大频谱边界，如图1.15b所示。软开关技术可以减小开关管的dv/dt[33-35]，实际上增大了梯形波的上升和下降时间，由此可以减小传导EMI的高频谐波幅值。
图1.15 梯形波谐波频谱的包络和最大边界
2.变压器屏蔽技术
变压器的屏蔽方法分为单层屏蔽和双层屏蔽。图1.16给出了在变压器原副边绕组之间加入单层屏蔽层的示意图，它是在变压器的原副边绕组之间加入由铜箔构成的非闭合屏蔽层，并将屏蔽层接地，由此阻断原副边绕组间的电场耦合[36,37]。单层屏蔽虽然阻断了原副边绕组之间的电场耦合，但屏蔽层与原边绕组或副边绕组之间仍然存在电场耦合，因此并不能完全消除流过变压器分布电容的位移电流。
图1.16 变压器原副边绕组之间加入单层屏蔽层的示意图
双层屏蔽是在变压器相邻的原副边绕组之间加入两个绕向一致且相互独立的屏蔽层，如图1.17所示。其中，与原边绕组相邻的屏蔽层接至原边功率地，与副边绕组相邻的屏蔽层接至副边输出地。由于两个屏蔽层具有相同的电位分布，因此可以完全消除流过变压器分布电容的位移电流[38]。但是，当变压器原副边绕组交错绕制时，需要加入的屏蔽层较多，这会占据较大的窗口。
图1.17 加入双层屏蔽的变压器
3.绕组对消法
绕组对消法是通过调整变压器绕组结构，使得流过原副边绕组间分布电容的总位移电流为零。参考文献[39]针对反激变换器提出了一种绕组对消法，其抑制共模干扰的原理与双层屏蔽方法类似。如图1.18所示，原边绕组WP1～WP3由漆包线绕制，WP4层的原边绕组由一定宽度的铜箔绕制并占满窗口高度，其匝数与副边绕组WS1匝数相等。流过原副边绕组分布电容位移电流的主要路径是从WP4层到WS1层，由于这两层相邻的绕组匝数相等、绕向一致（同侧端点B与C为同名端），因此这两层绕组之间分布电容的电压处处相等[39]，从而消除了流过相邻原副边绕组间分布电容的位移电流。然而，对于采用交错绕制方式的变压器，绕组对消法无法保证相邻的原副边绕组都具有相同的电位分布。此外，采用绕组对消法时，原边绕组WP1和WP2通过磁心与副边绕组WS1仍然存在电场耦合（WP3与WS1之间的电场被紧密绕制的WP2和WP4屏蔽，因此这两层绕组的电场耦合可以忽略），因此变换器的共模干扰并不能完全消除。
图1.18 采用绕组对消法的反激变换器及其变压器绕组结构
本书第7章将深入分析变压器采用单层屏蔽时存在的问题，指出消除流过屏蔽层到相邻绕组的位移电流是增强共模干扰抑制效果的关键，提出屏蔽绕组法和屏蔽-平衡绕组法，并给出其在基本隔离型变换器中的应用。进一步地提出了将屏蔽技术和无源对消方法相结合的复合抑制方法，在消除变压器原边、副边绕组位移电流的同时，抵消原边电路中高频跳变节点通过对地寄生电容引起的位移电流。
4.对称电路
图1.19给出了非对称和对称的Buck变换器电路结构[40]。在非对称电路中，开关节点的电位处于高频跳变的状态，这些节点通过对地寄生电容Cp产生位移电流，形成共模干扰。在对称电路中，电位呈互补变化的节点总是成对出现，当这些节点到地的寄生电容相等时，流过这些寄生电容的位移电流就可以相互抵消。
图1.19 非对称和对称的Buck变换器电路结构
以对称Buck变换器为例，图1.20给出了考虑电路节点到地寄生电容时的电路拓扑以及节点相对输入电源负极O的电压波形。当开关管Q1和Q2导通时，A点电位为Vin，B点电位为0，此时Lf1和Lf2共同承担输入输出电压之间的差值（Vin-Vo）。根据电路的对称性，Lf1的电压为0.5（Vin-Vo），那么C点和D点的电压分别为
当Q1和Q2关断时，续流二极管DFW导通，Q1和Q2均分输入电压，因此AB两点的电位均为0.5Vin，此时电感Lf1的电压为-0.5Vo，因此，C点电位为0.5（Vin+Vo），D点电位为0.5（Vin-Vo）。
图1.20 对称Buck变换器及电路节点电压波形
从图1.20b中可以看出，开关节点C和D的电位为直流量，不会引起位移电流。开关节点A和B电位高频跳变，且波形互补。当寄生电容CpA和CpB相等时，流过这两个寄生电容的位移电流可以相互抵消。
与非对称电路相比，对称电路需要更多的器件，成本和损耗更高。但是，在某些对称度较高而共模干扰路径不对称的拓扑，对称电路可以在不增加电路成本和复杂度的条件下实现电路和共模干扰路径的对称，从而抑制共模干扰。如图1.13b所示的双管正激变换器，其原边电路对称且开关管Q1和Q2同开同关，此时AB两点电位的波形互补。当寄生电容CpA和CpB相等时，流过这两个寄生电容的位移电流可以相互抵消。此外，由于变换器的副边整流滤波电路不对称，为消除流过变压器原副边绕组的位移电流，集总电容Cac和Cbc需满足一定的比例关系（与变压器匝比有关[31]），以完全抑制双管正激变换器的传导电磁干扰。
对于全桥变换器（见图1.21），尽管其电路拓扑是对称的，但当采用移相控制时，两个桥臂中点的电位发生跳变的时刻不同，由桥臂中点通过相应寄生电容（包括桥臂中点对地的寄生电容和变压器原副边绕组的分布电容）引起的位移电流无法相互抵消，导致共模传导干扰较大[41,42]。此外，谐振电感的电压会影响变压器原边绕组端点的电位，进而影响移相控制全桥变换器的共模传导干扰。本书第8章将详细分析移相控制全桥变换器的共模传导干扰，建立其共模传导干扰模型，并提出抑制共模传导干扰的对称电路加无源对消的复合抑制技术。
5.无源对消方法
无源对消方法是通过增加补偿支路来产生补偿电流，以抵消变换器产生的共模干扰电流。在电力电子变换器中，开关管的漏源极电压可视为引起共模传导干扰的噪声源。在大部分电路拓扑中，电感电压波形与开关管漏源极电压的波形相似。因此，可以在电感上加入一个辅助绕组，以构建一个与干扰电压源反相的补偿电压，将该补偿电压作用在合适的电容上，可以产生与共模电流大小相等且方向相反的补偿电流。
图1.21 移相控制全桥变换器及其共模干扰传递路径
图1.22给出了无源对消在Buck和反激变换器中的应用[43]。根据耦合电感的同名端特性，若辅助绕组与非隔离型变换器中的电感绕组或隔离型变换器中的变压器绕组的耦合系数为1时，那么主电路中开关节点的电位与辅助绕组到补偿电容连接点的电位均高频跳变，且相互反相。
图1.22 采用无源对消的Buck和反激变换器
无源对消方法只需增加一个绕组和补偿电容，实现方式简单且适用范围广泛，在低频段具有较好的共模干扰抑制效果。然而，受到绕组寄生参数的影响，无源对消方法在高频段的效果不甚理想，甚至会导致共模干扰的恶化。例如，补偿绕组的交流电阻会限制补偿电流在高频段的幅值，削弱了无源对消方法在高频段的共模干扰对消效果[43]。此外，补偿绕组的漏感和寄生电容会使得补偿电压在高频段不再与主电路中的干扰电压反相，从而恶化共模干扰[44]。
可以看出，对称电路和无源对消方法都是基于位移电流相互抵消的原理，通过并联补偿支路消除变换器产生的共模电流。本书第9章将提出与之相对偶的共模电压对消方法，通过串联补偿电压源以抵消变换器产生的共模电压。第10章将在共模电压对消方法的基础上，推导非隔离型变换器输入和输出侧共模电流的抑制方法。