第1章 绪论

1.1 现代数字通信体制的特点

无线通信领域的革命是由一系列技术革新推动的，其中包括不断进步的通信理论、超大规模集成（VLSI）技术及射频（RF）微电子学。

在对这些系统进行低成本和低功耗设计的过程中，微波功率放大器扮演了重要的角色。因为，这些系统（如基站）需要输出数十瓦的功率，同时又要满足对线性度的苛刻标准及较高的直流功率的转换效率，而这些指标主要取决于功率放大器（简称功放）。

对手机里微波功放的要求：最多输出几瓦的功率，却只消耗很小的直流功率，而且大批量生产的卖价只有几美元。显然，这些要求对功放电路的设计和实现提出了严峻的挑战。

多年来，涌现出了许多富有创造性的方法来应对这种挑战，而射频与微波功放的线性度和效率的提高仍是活跃的研究领域。大体上，功率放大器线性化技术途径可以分成两种，即反馈和前馈。这两种方法都有着众所周知的优点和缺陷。反馈技术的稳定性很成问题，而前馈技术的匹配问题也是个瓶颈。在商用通信系统中，这两种方法都没有被很广泛地采用。

功放的第三种线性化技术被称为异相技术，这也是种历史悠久的技术，于20世纪30年代在AM调幅传输中被初次提出。它的关键思想是利用功率合成技术将来自两个非线性输入源的信号合成一路线性输出波形。如果合成得很成功，那么得到的波形会有很高的线性度。而那个产生合成器非线性输入波形的功率放大器，从直流功率的角度来看，效率可以做得很高。

尽管这种方法很有可取之处，但还是没有得到市场的广泛认可，这是因为一些不可忽视的缺点抵消了它固有的优势，特别是两个（非线性）放大器之间的匹配要求非常苛刻，而且射频和微波功率中的很大一部分被浪费在了后面的功率合成网络中。

但是，近来在此领域已有不少活跃的尝试以求解决这些问题，而下一代异相功放的趋势就是解决这些历史性的局限，并最终找到其通往商业应用之门的钥匙。本书用了一章的篇幅，详细地介绍了异相功率放大器。

1.1.1 功率放大器在无线通信系统中的地位

伴随着近几年来的惨烈竞争，无线市场的巨大成长激起了人们对于成本低廉、体型小巧的射频功率放大器的空前兴趣。人们关心射频功放的性能，是因为它对处在通话状态的移动台（MS）有着举足轻重的影响，如果它被很好地优化，将会有不小的潜在市场利益。此外，减小基站的功耗对成本的影响会很大，而功放在其中扮演了重要角色。

经典的功放设计技术常常忽略信号的特征，而将焦点放在晶体管性能和电路设计技术上。然而，随着数字无线通信系统的出现，为了使功率放大器对已调载波的性能指标“线性度及功率效率”达到最优化的折中，因此很有必要学习一些数字调制理论。

本节将简单地回顾第一代与第二代模拟及数字无线通信，重点是强调无线标准对功放性能指标的要求。无线理论和通信理论的详细内容，请查阅参考文献。

蜂窝无线系统及其标准已在全世界范围内发展了数十年。由AT&T和Motorola公司开发的“高级移动电话系统”（AMPS）是在美国开通的第一家商用蜂窝系统，并在1983年向大众开放，这被称为第一代模拟通信系统（1G）。在欧洲，也出现了几套相似的1G蜂窝系统，包括完全接入式通信系统（TACS）、北欧移动电话（NMT）、C-450、无线移动电话系统（RTMS）及Radiocom。日本TACS/窄带TACS（JTACS/NTACS）是以欧洲的TACS系统为基础开发出来的。典型的模拟无线系统采用频率调制（FM）方法，即用声音信息来调制载波的频率。FM信号的包络是恒定的，这使人们可以在传输之前就高效率地将信号放大，因为功率放大器可以工作在饱和区且不破坏有效信号。这一优点以前常被用来降低直流功率输入，减小晶体管功耗，降低散热要求。表1-1列出了几种模拟蜂窝系统。这些系统的共同点在于它们都采用了FM调制技术及频分多址（FDMA）技术。

表1-1 几种1G无线系统

FDMA技术就是将可用频带（band）进行划分，然后把不同信道（channel）分配给各个用户。由于在模拟系统中采用了FM和FDMA技术，这就限制了系统的容量和用户特征，于是蜂窝设备制造商们开始采用数字调制技术和其他多址方法，这被称为2G系统。数字调制技术带来了更多的信道容量，更好的传输质量，更安全的语音、数字数据的通信，还可以提供其他的增值服务，而模拟调制技术和FDMA技术无法办到这一点。

时分多址技术是让多个用户共用一个频带，每个用户被分配一个特定的时隙。最广泛使用基于时分多址的数字蜂窝系统是GSM系统，于1992年开始商用。开发GSM的最初目的是让它成为泛欧洲的统一蜂窝标准，以取代已有的不兼容的模拟系统，而现在它已成为世界上使用最广泛的无线标准。GSM采用的是GMSK（Gaussian最小位移键控）调制技术，它将连续相位调制与高斯形状滤波器结合了起来。GMSK是一种真正的频移键控（FSK），它改变了载波的相位，而保持其包络恒定。这种技术如同FM那样，允许功放放大的信号为恒包络波并工作在饱和状态，提供了高效率的放大。

在美国，电信产业协会（TIA）采用IS-54 TDMA标准作为模拟AMPS的升级版，旨在满足人群密集区域对于蜂窝容量的更大需求。随着部分服务的改进，以及为了对个人通信服务（PCS）提供支持，这一标准也得以发展，现在称为IS-136。其他的TDMA无线系统有个人数字手机（PDC）系统和日本的微蜂窝标准个人手持电话系统（PHS）。这些系统采用了线性调制技术，即π/4差分正交相移键控（PSK）（π/4-DQPSK）调制，旨在提供更好的带宽效率及实现非相干检波。π/4-DQPSK属于PSK调制技术家族的一员，其信号相位是非连续的，这使工作频谱显著地增大。平方根升余弦脉冲波形用来对最终波形进行频带限制。带限信号的振幅（或包络）往往变化不小，这就要求线性功放在保证失真尽量小的情况下适应瞬时包络的变化。

对于那些采用了包络变化调制技术的系统，其功率放大器中存在线性度和效率之间的折中问题。这种系统里的功放可能还要求进行双模工作，以维持模拟与数字系统的兼容性。

频分多址（FDMA）将射频频谱按频域进行了划分，时分多址（TDMA）将射频频谱按时域进行了划分，而码分多址（CDMA）允许多个用户在同一时间占用同一个频谱。用户之间的划分是基于编码的正交性，换句话说，这种划分是“码域”上的划分。每个用户被分配了一个特定的识别码，其结果就是对于某个接收者来说，除了他想要的那个发送者以外，其他人发送的信息看起来都如同加性高斯白噪声一样。

与FDMA和TDMA相比，CDMA有许多优势，比如它重复使用通用频段，增加了容量；使用RAKE接收机；采用不同种类的跨区切换方式及精确功率控制。随着1995年在香港开通的第一个蜂窝系统，高通（Qualcomm）公司实现了CDMA的商业运作。这个被称为IS-95 CDMA的系统，在移动台（手机）发射机上采用了“移位正交相移键控”（OQPSK）。OQPSK是QPSK的派生产物，它将正交信道的信号延迟了半个码元周期，以免出现包络零交叉的情况，减轻了对功放的动态范围的要求。移动台限制信号带宽，这就要求IS-95 CDMA的功放有更好的线性度。相应的，为了支持载波包络较大的瞬时变化，功放通常表现出较小的直流—射频转换效率。此外，通常要求CDMA手机发射机的输出功率可以在一个较大范围内变化，以便让功率控制器与“远近效应”作斗争。产生“远近效应”是因为在同一个蜂窝区内分享同一个基站和同一个频谱的用户可能有多个，而这些用户又很分散，他们与基站的距离不相等，这样基站将从不同的用户发射机那里接收到不同大小的信号功率，而发射大信号功率的用户无疑会对其他用户的信号造成额外的噪声，于是使系统容量变差。解决这个问题的方法就是“精确功率控制”，它能确保所有传送到基站的信号功率都是相等的。表1-2列出了几种2G数字无线标准下的功放指标。

表1-2 2G数字无线标准下的功放指标

1.1.2 功率放大器波形质量的测量

对于多数数字标准和模拟标准来说，有一个很明显的区别是所包含的发射机的线性度规格是不同的，这个指标指定了泄漏或干扰（或两者均有）邻近信道的特性。这个“干扰”是必需的，因为放大器的非线性失真会导致输出的频谱比输入的频谱更宽（频谱再生）。变宽之后的频谱会干扰使用邻近信道的用户。这个失真是怎么产生的？放大器和送入放大器的信号的特性对它又有怎样的影响？

图1-1为典型的手持发射机框图。从图可见，发射机中使用了很多放大器。放大器输出的非线性失真通常是由组成放大器的晶体管的非线性失真处理引起的。许多高频电路，如功率放大器，都可以在假定它们拥有弱无记忆非线性特性的条件下来描述。在这种情况下，它们可以使用一个幂级数展开式来描述。因此，一个电路的瞬时输出可以用下面的公式来表示：

so（t）=a1si（t）+a2s2i（t）+a3s3i（t）+… （1-1）

式中，so（t）是电路的输出信号，si（t）是输入到电路的信号。a1，a2，a3，…是输出的级数展开式中的系数。a1的数值与电路的线性增益相关，而a1，a2，a3，…表示这个电路由非理想元件引起非线性特性。图1-2是普通功率放大器的输入与输出功率之间的非线性关系。

从式（1-1）中可以立即看出由电路的非线性引起的一些结果。一个单音正弦，频率为ω1的输入信号，对于一个具有n阶非线性特性的电路，将会产生的输出频率为ω1，2ω1，…，nω1，…。当然，一个典型的发射信号波包含很多不同的频率，这种情况下产生的输出频率将会更复杂。为了使用直接的方法来描述这个特性，通信工程师们发展了一种双音测试模型来对电路的行为进行建模。这种情况下，输入到电路的信号包含有两个单频率正弦信号，如下面这个信号：

si（t）=S1cos（ω1t）+S2cos（ω2t） （1-2）

如果只看级数展开式的前三项（a4，a5，…=0），那么将输入信号代入表达式中将有输出信号为

so（t）=a1si（t）+a2s2i（t）+a3s3i（t） （1-3）

这个级数展开式的更高阶项是无须再写出来的，一般情况下最好是留给计算机来处理。图1-3是双音测试下的谐波失真和互调失真，给出了更高阶项的幅度及频率。幸运的是，在实际电路中这些更高阶项所起的作用是非常小的。从这个简单的双音测试的三阶项的结果里面可以得到很多非常有用的结论。式（1-4）演示了输入信号在经过非线性失真后所得到的一系列非常有意思的结果，这里总结如下：

●电路的偏置点发生了变化；

●所需频率点上的增益压缩或扩张依赖于a3的符号；

●产生了一系列输入信号的谐波分量2ω1，3ω1，2ω2，3ω2；

●产生了一些由输入信号频率相组合的频率分量。这些互调分量为2ω1±ω2、2ω2±ω1及ω1±ω2。

注意，由非线性所产生的输出频率是输入信号频率的线性组合。一般来讲，这说明

ωo=aω1+bω2+cω3+…+dωk （1-5）

式中，a，b，c，d是从-n到n的整数，并且n是非线性的最高阶（在这种情况下n=3）；ω1，ω2，…，ωk为电路的输入信号频率；ωo为输出信号频率。

电路偏置点的变化通常是很小的，事实上是由于二阶项（及所有的偶次项）谐波失真所产生的直流项所引起的结果。电路线性增益的压缩或扩大是由式（1-1）中a3项的符号决定的。对于典型压缩非线性电路来讲，a3是一个负数。这种影响通常用功率放大器的1dB压缩点（电路对信号的增益减小了1dB）来描述。

1dB压缩点的幅度可以由式（1-4）估计出来。如果假设S2是0，那么这时输出信号在频率点ω1处的幅度为

so（t）=[a1S1+（3/4）a3S31]cos（ω1t） （1-6）

将它与所需要（无压缩）的增益相比较，在1dB压缩点处有

解出S1在输入1dB压缩点的值为

这个表达式可以用来计算放大器的1dB压缩点，当然前提条件是知道这个放大器增益级数展开式的系数。

放大器的相对性能的另一种形式为AM/AM及AM/PM转换。AM/AM转换是指电路增益的变化将会随输入信号幅度的变化而变化。AM/PM转换是一个非线性电路行为，一个幅度变化的输入信号通过一个非线性电路，将会导致输出信号的相位发生变化。这对于相位调制数字信号尤其有害，当接收或发射信号的相位发生变化时会导致误码率（BER）增大，这种现象可以由式（1-1）所表述的无记忆非线性级数展开式（它本身不包含有任何相位信息）来预测。

通过假定输入信号为单音正弦信号，以及a1，a2，…，an是相位复数矢量而不是标量，每一个幅值为|an|，相位为θn，精确的数学分析很复杂，这里给出的是近似分析的结果。现在，输出信号矢量在所需频点上（见式（1-6））的值为

so（t）=|a1|ejθ1S1+（3/4）|a3|ejθ3S31 （1-9）

很明显，整个输出信号的相位将会随着输入信号的幅度S1的变化而变化，从而产生了AM/PM转换。因此，AM/PM是幂级数展开式系数之间相位关系所产生的结果。

虽然两者（谐波失真和互调失真）是由同一现象引起的，但是工程师对此有不同的概念加以区别，谐波失真是输出信号的频率是输入信号的整数倍上的失真，而互调失真是由多频率输入信号之间通过线性组合而成的。通过这样的区别，两个输入信号称为互相调制。其中，三阶互调产物更是在通信系统中需要避免的，这是由于失真的产物刚好落入信号的同一频段内，因此这种实际信号无法区别。从式（1-4）中可以很容易看出谐波失真项与互调失真项是相关的。

典型的互调失真由幅度相同（S1=S2）的双音测试信号来描述。其二阶交调项的产物为

so（t）=a2S21[cos（ω1+ω2）t+cos（ω1-ω2）t] （1-10）

三阶互调项的产物如为

so（t）=（3/4）a3S31[cos（2ω1-ω2）t+cos（2ω2-ω1）t] （1-11）

可以定义二阶互调系数（IM2）为

而三阶互调系数（IM3）为

注意，IM2的值会随着输入信号幅度的增加而线性增长，因此当S1增大1dB时，也会随之引起IM2增大1dB。同样，IM3的值会随着输入信号的平方而线性增大，因此当S1增大1dB时，IM3将会随之增大2dB。

现在，在双音测试的性能中，如果只考虑表达式中的二阶、三阶非线性项，输入频率是ω1和ω2，则输出频率为ω1+ω2和ω1-ω2（二阶互调失真）和2ω1-ω2和2ω2-ω1（三阶互调失真）。只要给定非线性度与输入信号幅度相关的函数，就可以画出所需信号的幅度，二阶产物的幅度及三阶产物的幅度，如图1-4所示。注意，这些值是以对数-对数坐标显示的，可以使函数与输入呈现线性关系。在这种情况下，所需信号的幅度有一个单位的倾斜，二阶互调产物将有两个单位的倾斜，而三阶互调产物将有三个单位的倾斜。由于互调产物的曲线倾斜度高于所需信号的幅度，因此在理想预测下它们应该有一个相交点，交点处的信号值相同，这可以从图1-4中看出。

当理想预测的n阶互调产物与n阶所需信号的输出值相等时，这个输入信号为交截点（交截点对应的输入信号的幅度为SIIPn），可以通过令IMn=1来定义SIIPn。因此，由式（1-12）和式（1-13）可以得到

及

式（1-15）可以用来定义众所周知的1dB压缩点与三阶互调点IM3的关系，即

SIIP3=S-1dB（dB）+9.6 （1-16）

在高功率放大器应用中，更常用的是用输出交截点（OIP）来表述系统性能，而不是使用输入交截点（IIP）。这可以由式（1-15）和式（1-14）直接推导得到：

及

现在，双音测试在弱非线性电路中已经成为一个了解非线性功率放大器行为的起点。但是，在数字无线应用中的典型放大器是强非线性的，并且信号是数字调制的。在这些限制条件下，对于频谱再生的精确表达式是更复杂的。这些条件将会导致一些细微的不同，下面的这些简单例子表现了这些条件对性能的限制。

一个大信号功率放大器在多数情况下可以使用限幅非线性来描述它的特性，如图1-5所示。这种情况下，起始段放大器的输出是呈现良好线性度的，同增益相一致，直到达到饱和点，此时输出将不再增长。在本例中，输出电压在VLIM处饱和。

现在，限幅非线性对产生的输出频谱模型的影响是动态的，如图1-6所示。在这种情况下，对于一个8PSK调制波，使用一个升余弦滤波器（α=0.35）并将符号率近似为1Mbs/s的信号输入到放大器中，资用信号功率为0dBm。如图1-6所示，窄带输入波形由于放大器的限幅非线性所引起的互调失真而导致输出频谐被很明显地破坏了。注意，由于幅度受了限制，造成了带外频谱的再生。

这个结果也可以从检查输入/输出波形的星座图中得到，如图1-7所示。在图1-7（a）中，理想的输入信号星座图的幅度在时域上面呈现出很宽的变化范围，而在频域上呈现出很窄的频谱。限制了输出信号的幅度之后如图1-7（b）所示，将会导致信号在时域上的压缩，以及相应的频谱上面出现频谱再生。

送入放大器的信号可以由峰值功率与平均功率的比值（PAP）及补充累积分布函数（CCDF）来描述，这都是对发射信号时域波形包络的统计测量。PAP比值是信号包络的尖峰功率与平均包络功率在一系列时域周期中的比值。在一些情况下，是很难准确地给出波形的峰值功率的，这是由于它的幅度有一个非常宽的概率分布函数。因此，常常对PAP进行概率性的测量。举例来说，峰值的包络功率在这种情况下不是由一个绝对峰值功率给定的，而是以一定的时间为界，在这个时间段典型值为99.9%或99.99%的时间里面，其余的功率值是由低于此点的功率值来定义峰值功率的。

信号功率的统计特性也可以在图形上以CCDF来描述。CCDF曲线表示了功率等于或大于一定PAP值的概率。由于它们的广泛应用，因此PAP比值和CCDF曲线在数字通信发射机里是非常有用的特性化技术。例如，在IS-95CDMA系统中，信号的统计特性将会依赖于信道数目或载波（或两者均有）来描述。如图1-8所示为配置不同信道数目时的CCDF曲线图。即使在使用常包络调制的系统，如GSM系统，如果发射机的放大器放大了不止一个信号，如基站，那么它的PAP比值也会变大。

当一个给定PAP比值及CCDF的调制信号通过一个非线性的功率放大器时，它的线性度在数字无线系统中一般由邻道功率抑制比（ACPR）和相间信道功率再生（AltCPR）来描述。ACPR通常定义为从信道中心频率点fc向外偏移一定频率点，落入邻近信道一定带宽Bout的失真信号功率，与以fc为中心频率在所需频带内带宽为Bin范围内的信号功率的比值。AltCPR是由落入相间信道的功率与落入所需频带的信号功率的比值定义的。这两个指标在图1-9中被指示出。Bout与Bin在大多数情况下都是不相等的。频谱的再生是由功率放大器的非线性（AM/AM和AM/PM转换），以及会导致干扰邻近频道或相间频带的用户引起的。通常来说，放大器中的三阶非线性项主要产生邻近频道的频谱再生，而五阶非线性项同时产生了邻近频道的再生及相间频道的泄漏。图1-9也同时说明了信道内的失真情况。

不同的数字标准下，对ACPR的要求是不同的。这些标准通常都由与带内信道间距有关的射频频谱分布宽度来规定，同时由带外规定物体的辐射来指定。此外，每个标准都有它自己的调制格式，波形的分布函数可以改变ACPR值。虽然邻近频道和相间频道的最大功率值通常是由无线标准规定的，但在对放大器线性度进行仿真的实际操作中，一个更明了且方便的测量标准就是邻近频道干扰（ACI）。在本书中，ACI被定义为频道外残余量的最大频谱密度与调制波的峰值频谱密度的比值。

此外，还有一些备选的技术可以用来描述现代通信系统中功放的精确度和线性度。前一个性能系数（指ACPR）描述信号的频谱再生情况，其他的性能系数描述已调波的精确度。它们常常与传输信号的精密解调有关，随后将解调后的信号与一个理想的参考信号进行比较。性能参数主要取决于调制方式和无线标准。NADC和PDC系统都采用误差矢量值（EVM）来度量，而GSM系统采用相位和频率误差来度量。CDMA-IS95系统引入了参数ρ作为波形质量的度量。

作为一个度量调制质量的参数，EVM在数字射频通信系统中得到了广泛的应用，特别是在正在崛起的第三代（3G）通信系统和无线局域网（WLAN）中。从本质上说，EVM是发射波形的精确度的一个度量。EVM的数学定义式为

式中，e（k）是时刻符号k的误差矢量的归一化量的大小；n是这次测量所使用的样本数。典型的EVM指数范围是5%～15%。

从另一个角度来看，EVM就是在符号时钟发生转移时误差矢量的均方根值。它的示意图如图1-10所示。误差矢量是一个复数，它包含了大小和相位两个分量。因此，当功放的输入信号中有微小的失真和噪声时，功放输出信号的EVM与AM/AM和AM/PM特性之间就有了一个简单的关系。

波形质量参数（ρ）是传输波形保真度的另一个度量，它主要被CDMA系统采用。在这个例子中，ρ是传输信号与理想基带信号的互相关，其表达式为

式中，Sk是发射信号的第k个样本；Dk是理想基带信号的第k个样本；M是半片时间间隔的测量周期。在大多数情况下，波形质量因子的测量值通常为0.98，甚至更好。

1.1.3 功率效率的测量

比较表1-1和表1-2中的静态电流值可知，与恒包络的应用情况相比，线性功放本质上需要更高的静态电流。这一特性与线性功放不能够进入深度饱和工作状态这一要求，是线性功放效率低于恒包络技术的两大原因。3G无线标准，如宽带CDMA（WCDMA）和CDMA2000对功放的线性度提出了更苛刻的要求。

当输入的射频功率从最大功率水平处“回退”时，放大器的“直流—射频”效率也会随之大幅度下降。典型放大器的功率附加效率（PAE），可用来度量各种输入功率的源（既有来自电源的，也有来自输入信号的）到输出功率之间的转换效率，其表达式为

式中，Pin是放大器的射频输入功率；Pout是在人们所关心的频带内的输出功率；Pdc就是直流源向电路提供的功率。如果这个电路的增益比较高，那么射频输入功率就会远小于直流功率，而PAE就是用来衡量从电池到发射信号的转换功率的。

现在，放大器的输出功率随许多因素的影响而变化，包括移动设备在网络中的位置等。在CDMA网络中，产生这种变化的理由是为了让基站所接收的信号维持在一个稳定的水平，以对抗“远近效应”带来的麻烦。另外，放大器所消耗的直流功率会自然地随着射频输出功率的变化而变化，所以一个更有用的放大器性能指标就是“长期平均效率”，其表达式为

式中，g（Pout）表示放大器的输出功率为Pout的概率；Pdc（Pout）表示当输出功率为Pout时的直流功耗。

由于式（1-22）固有的简洁性，它并没有清楚地说明，在实际应用情况下，典型线性功放的长期PAE值不可能达到100%。这就给出一个“理想情景”，即全部的直流功率都能转换成发射功率。然而不幸的是，在线性发射机应用中，典型功放的平均PAE值约为5%甚至更少，而在基站的应用中这个值通常会更低。

为什么在实际应用情况下效率会如此之低？这很好理解，首先看一个简单的双极性晶体管放大器，如图1-11所示。在这个例子中，由电流—电压特性曲线可以得知，这个器件的集电极直流偏置电压是VCC，通过它的直流电流为Imax/2。所以，该放大器的直流功耗就是VCCImax/2。再考虑在最大输出功率的情况下，集电极电压从0摆动到2Vcc，其电流从0摆动到Imax，于是输出到负载的最大功率为VCCImax/4。因而，在这种情况下，放大器的最大效率为50%，其相应的（对器件来说）负载阻抗就为2VCC/Imax。在本例中，对于这个器件来说，负载阻抗为5Ω。

然而，在大多数情况下，实际的效率远小于这个最大值，而且输送到功放直流功率中的有很大一部分都留在了管子内，成为热能被浪费。效率如此之低是因为，对于所有的输出功率来说，放大器的直流功耗一直都维持在VCCImax/2，所以效率就随着输出功率的下降而线性下降。

1.1.4 功率放大器线性化技术和效率提高技术

接下来将简要地概述微波功放的线性化技术和效率提高技术，包括异相功放技术的历史概况。尽管异相功放技术需要现代数字信号处理（DSP）技术的发展作为支撑，而后者又需要实际地应用许多复杂的数字控制算法，然而与其他方法相比，异相功放的设计方法仍然有许多优势，可能是今后发展的重要技术之一。

在过去的许多年中，人们提出了许多种功放线性化技术和功放效率提高技术。有些技术可以兼顾线性化和效率的提高，而一些专门技术则是以线性化或效率提高作为主要目的。最常被讨论的线性化技术有卡特森反馈、简单预失真、自适应数字预失真、前馈，以及异相放大器。效率提高技术包括Doherty放大器、包络消除和恢复（EER）、偏置自适应。以上这些技术已被许多文献证明和记录，而且它们在现代无线通信系统中，不论是在移动终端，还是在基站的功放里都发挥了很重要的作用。

改进发射机功放的线性度的最简单方法之一，就是众所周知的“预失真”。一个典型功放会产生“增益压缩”从而引起AM/AM失真。由于AM/PM转换，在输入功率很大时，这个功放还会产生“额外相移”。综合地看，在功放产生高功率输出时，以上这些效应会造成失真和互调，从而损害功放的ACPR和EVM指标。

若对功放的输入信号进行了预失真，而这个预先的失真正好抵消了放大器本身的非线性失真，那么全部的非线性效应就被抵消了。如图1-12所示，模拟或射频预失真电路补偿了放大器电路的增益和相位的双重非线性失真。典型的预失真电路是这样运作的：在输入功率很大时，产生增益和相位的双重扩张，这是因为正常的功放在输入功率很大时都会产生增益和相位的双重压缩。

虽然预失真技术的原则很简单，但在实际中还是有几个缺陷。因为，人们很难确切地知道温度、时间推移、电源波动这些因素对功放的非线性特性到底有多大影响。这是个很严重的缺陷，前面几节已经告诉大家，在典型的2G或3G系统中，所允许的失真量是非常低的，而且在功放特性和预失真电路上的微小偏移量，都会造成潜在的带外干扰。

另一个可能的方法就是在基带利用数字技术来实现预失真，前提是已预先得知预失真器的确切传输特性。如图1-13所示的技术被称为“自适应预失真”。在这个例子中，功放的AM/AM失真和AM/PM失真是已经被测量出来的，随后这个失真的数据被馈入数字信号处理器，而后者用来为基带上变频器的同相信号和正交信号提供恰当的预失真。当然，还有个问题，就是预失真器的理想传输特性会随时间而变化，于是预失真的算法也必须定期更新。另外，还有几种不同版本的自适应预失真技术，请查阅参考资料。

预失真概念在实际应用中的局限性，催生出了一些更优良的功放线性化技术。对于非线性模拟系统，其传统的线性化技术就是线性反馈。当引入了适当大小的反馈时，环路会自然地补偿功放的非线性传输特性。图1-14展示了一个假想的线性反馈方法。在这个系统中，对于基于（失真的）输出波形和人们想要的输入波形之间的差异，运放提供了必要的预失真量。这种看起来简便的方法却有一个显而易见的局限，那就是在人们所需的带宽和驱动能力的条件下，这种运放根本不可能存在于微波频段。此外，典型功放的相移量会有非常大的变化，这对在一个很宽的频带范围内实现反馈电路的“无条件”稳定来说，是一个很大的挑战。

此外，还有一个可能的方法，如图1-14（b）所示，就是先将功放信号下变频到基带，然后提供反馈，因为运放在较低的频段是有足够带宽的。这种方法有个问题，就是下变频器线性度必须和人们想要的输出信号的线性度一样高。大多数情况下，这并不是个大问题，因为只需要用输出信号的一小部分来进行反馈即可。另一个问题是，经过了功放、下变频器和低通滤波器组合之后，微波频段的额外的、可变的相移是很难控制的，而且这个相移量的变化依赖于功率电平。因此，常常会将一个额外的相移量叠加在变频器的输入端，以确保这个系统在任何情况下都具有稳定性，而这个相移量的大小必须根据处理方式、温度和电源功率的变化来仔细控制。反馈技术还可能带来其他问题，如功放饱和、输出电压驻波比（VSWR）的快速变化等。数字调制技术总是要求对I和Q这两路基带信号都进行上变频处理。其结果就是，在功放的这两条输入路径上都要施加反馈，这一技术被称为“卡特生反馈”，如图1-14（c）所示。卡特生反馈多年来都是一个活跃的研究方向，但至今还没得到广泛应用。

预失真技术，不论是开环，还是反馈，总有许多问题和缺点，这就给其他可供选择的方案带来了发展的生机。相对于对输入波形进行预先的失真处理，一个可能更有效的方法就是直接将功放的非线性程度测量出来，再将那些由于非线性而造成的错误（或误差）从理想的信号中减去，随后将这个差值放大，然后再从功放的输出量中减去这个差值（也就是误差）。这种被称为前馈技术的方法尽管看起来比较复杂，但它在卫星行波管放大器（TWTAS）的线性化工作中已得到了许多年的成功应用。图1-15是它的示意图。

用于功放线性化技术的前馈技术实际上比反馈技术还古老一些，两者都是由Black在20世纪30年代为解决电话网络中继器的线性度问题而发明的。图1-15详细地阐明了为什么在大多数较低频率的功放里，反馈技术很快地取代了前馈技术。首先，为了使失真产物之间充分地相减，要求输入减法器的两路信号之间的增益和相位的匹配都必须做得很精确。其次，误差放大器的增益必须精确地跟踪功率放大器的增益。最后，从最终相移网络和混合型耦合器中通过的相移量必须精确地跟踪功率放大器的增益偏移量和相移量。尽管表面上看来有诸多缺点，但前馈技术也有其长处，虽然它往往只是用在基站和更高频率的电路里，在这两种情况下，功率效率的重要性稍低于线性度。

以上介绍的这几种技术，以及它们自身的一大堆问题和缺陷，都在显示着对一种更好的功放线性化技术的呼唤。反相技术尽管是起源于20世纪30年代的“老古董”，但随着近年来DSP和集成电路（IC）技术的进步，它又重新恢复了生机和活力。