3.1 谐振变换器和有源钳位ZVS变换器

3.1.1 引言

为适应电子、通信设备和大规模集成电路的小型化，必须缩小其供电电源-开关变换器的外形尺寸和体积，PWM开关电源高频化不仅可提高功率密度，并可改善开关电源动态响应，成为20世纪后期AC-DC和DC-DC变换器主要发展方向之一。几百瓦小功率DC-DC开关电源的开关频率目前已达到200～500kHz，并已成为开关电源的标准工作频率，预计进一步将提高到1MHz。功率密度也比20年前提高了近百倍。开/关过程中，电压和电流波形有交叠，因而有较大的开关损耗，与开关频率成正比。此外，无源元件的损耗增大，高频寄生参数及高频EMI等都是高频化以后产生的新问题。为了提高开关电源的效率，必须研究开关电压、电流波形不交叠的技术，即所谓零电压（ZVS）/零电流（ZCS）变换技术，所谓软开关是相对于PWM硬开关而言的。

本书所讨论的软开关技术，是指零电压/零电流开关技术。降低开关损耗也可通过并联吸收网络实现，但有源或无源吸收网络，虽能减少开关功耗和开关浪涌，未必能实现零电压/零电流，可称为广义的软开关技术。

几十年来，已研究开发并得到应用的各种高频软开关技术类型见表3.1。

表3.1 高频软开关变换技术的发展过程

注：①ZVS/ZCS-PWM变换技术是PWM变换技术和ZVS/ZCS准谐振变换技术的综合。

②ZVT/ZCT-PWM变换技术是另一种形式的零电压/零电流开关技术。

表3.1中的高频软开关技术大致可分为三类，即谐振变换器（包括串联谐振、并联谐振、准谐振和多谐振），有源钳位ZVS变换器以及一大类零开关-脉宽调制变换器（包括ZVS/ZCS-PWM、ZVT/ZCT-PWM和移相全桥ZVS-PWM变换器）。20世纪末，软开关技术已在国内外多种开关变换器中广泛应用。例如，美国VICOR公司开发的DC-DC高频软开关变换器，48V/600W输出，效率90%，功率密度120W/in3；日本Lambda公司采用有源钳位ZVS-PWMFly-forward变换器及同步整流技术，可使DC-DC变换器模块效率达90%；美国ETM公司开发的LCC谐振式ZCS高压开关电源，为行波管配套，输出电压11kV，输出功率1.5kW，开关频率100kHz，效率92%。20世纪末，我国自行开发的2kW输出通信用一次电源，应用移相全桥PWM软开关技术，模块效率93%，比用PWM技术的同类产品，重量下降40%。然而，要想实现兆赫级软开关电源的实用化，仅依赖电路拓扑的开发是很困难的，很大程度上还有赖于半导体开关器件性能的改善及封装技术的提高等。现在继续研究高频软开关技术及其应用仍是有现实意义的。例如，新型开关器件的出现及开关器件性能的改善，需要研究最佳软开关变换器拓扑，对于已开发而未得到应用（甚至已被遗忘）的拓扑，在新的条件下应用于高频软开关技术的可能性也要重新评估等。

3.1.2 谐振变换器

应用谐振原理，使开关变换器的开关器件中电流（或电压）按正弦或准正弦规律变化，当电流自然过零时，使器件关断；或电压为零时，使器件开通，从而使开关损耗为零，称为ZVS或ZCS谐振变换器。

1.串联谐振和并联谐振变换器

串联谐振变换器（SRC）和并联谐振变换器（PRC）是最早出现的软开关变换器（Schwarz F C，1970，IEEE Trans.on IE & Control），只限于在桥式电路中应用。

图3.1（a）、（b）所示分别为串联谐振和并联谐振全桥变换器主电路原理图。串联谐振电路中，谐振电感L和电容C，与输出变压器一次绕组串联，接在全桥开关的输出端。并联谐振电路中Lr和Cr并联后接在全桥开关的输出端，谐振电容Cr与输出变压器一次绕组并联。谐振变换器一般应用于大功率，且输入电压变化范围较窄的场合。SRC适用于高电压、小电流；PRC适用于低电压、大电流。

2.串并联谐振变换器

将串联谐振支路和并联谐振支路组合，可以得到两个以上谐振元件（Sevems，1990， APEC）或多元件串并联谐振（SPRC）全桥变换器，其结构如图3.2所示。例如，串联谐振支路Lr、Crl和并联谐振支路Cr2构成LCC三元件谐振桥式变换器，同理，也可构成三元件LLC和四元件LLCC谐振变换器。容易理解，它本质上是一种“多谐振”变换器。但由于“多谐振”一词已被用来命名多谐振元件的准谐振变换器，因此LCC或LLCC变换器被称为多元件谐振变换器或串并联谐振变换器。

3.ZCS-准谐振变换器

图3.3（a）、（b）所示分别为Buck型ZCS和ZVS半波准谐振变换器（Quasi-Resonant Converter，QRC）电路结构，虚线框内的子电路称为ZCS/ZVS谐振开关，是在开关管上附加谐振网络构成的，利用局部谐振实现ZCS或ZVS（LiuKH，1984，INTELEC）。谐振电感L包括了电路中可能有的杂散电感和变压器漏感，谐振电容Cr包括功率开关管结电容。

图3.3（a）中，当开关管导通（on）时，LrCr谐振，开关管电流按准正弦规律变化，但这时的谐振频率并不一定等于开关频率。当电流谐振到零时，令开关管关断，谐振停止，实现零电流关断。图3.4（a）、（b）所示分别为Buck型ZCS和ZVS-QRC电流、电压波形。

流过开关的电流峰值为

Imax=Io+Vi/Zn （3.1）

式中，Io为负载电流；阻抗为

定义电流应力为

KI=Imax/Io （3.3）

定义电压应力为

KV=Vmax/Vi （3.4）

可见，ZCS-QRC开关管上承受较大的电流或电流应力（currentstress），但ZCS-QRC开关管承受的电压应力并不大，Vmax=Vi，KV=1。

例如，对于Buck型ZCS-QRC，Vi=20V，Lo=2A，Lr=1.6μH，Cr=64nF，Zn=5Ω，代入式（3.1），有Imax=6A，电流应力KI=3。

ZCS-QRC的主要缺点是，由于开关管的输出电容使容性开通损耗大，限制了它的最大开关频率，一般应小于1MHz。

4.ZVS-QRC

图3.3（b）所示的ZVS谐振开关中，当开关管关断时，LrCr串联谐振，电容Cr（即功率开关管的输出电容）的电压按准正弦规律变化，当电压谐振到零时，令开关管开通，电容电压放电到零，实现了零电压开通。利用功率MOSFET作为主开关时，ZVS-QRC的开关频率可达10MHz，从而提高了开关变换器的功率密度。ZVS开关电流应力KI=1。开关承受的最大电压Vmax可按下式计算：

Vmax=Vimax+IomaxZn （3.5）

式中，Iomax为最大负载电流；Vimax为最大输入电压（电网电压最高值）。可见，Vmax与ZVS-QRC运行条件有关。

谐振电压峰值过高会使开关管承受过大的电压应力（达5～10倍）是ZVS-QRC的一个主要问题。为了解决这个问题，人们对早年提出的有源钳位式开关变换器进行了重新认识和研究。

从图3.3不难看出，ZCS谐振开关和ZVS谐振开关是互为对偶的。并且只要在Buck型PWM开关变换器拓扑中，用ZCS/ZVS谐振开关代替PWM开关，就可得到图3.3所示电路。同理也可得到其他各种类型的ZCS/ZVSQRC拓扑，如Boost、Cuk、Sepic、Zeta、Forward、Flyback及桥式变换器等。

5.多谐振变换器概述

和串并联谐振桥式变换器一样，准谐振变换器中也可用两个以上谐振元件实现多个谐振频率的准谐振变换器（Tabisz，1988，PESC），称为ZVS/ZCS多谐振变换器（MRC）。它利用变压器漏感、晶体管结电容和二极管结电容作为谐振元件，所有开关器件（有源器件和无源器件）均按软开关方式工作。于是MRC可看做“三元件”准谐振变换器。ZVS-MRC克服了ZVS-QRC的不足，如电压应力可降低很多。表3.2为BuckZVS-QRC和BuckZVS-MRC的参数比较。

表3.2 两种Buck准谐振变换器的参数比较表

注：S—主开关管；VD—二极管。

开关频率达到1MHz以上时，MRC效率很高，它的最佳应用场合是要求高功率密度（＞50W/in3）的变换器输入电压变化范围较窄的地方。因此，若前一级有调节器（如有PF校正器），用MRC较合适。

MRC的主要缺点是，电路中的循环能量大，这是由于多个谐振元件持续谐振的缘故，导致它的导电损耗就比较大。

PWM开关变换器的特点是开关频率恒定，所以当输入电压或负载变动时，为保持开关变换器输出电压基本不变，只要改变占空比即可。这是一种恒频控制方式，控制比较简单。而准谐振变换器的输出电压与开关频率有关，一个周期内，ZCS-QRC或MRC的导通时间ton恒定，关断时间toff也恒定。为保持准谐振变换器输出电压在各种运行条件下（如电网电压波动、负载变化等）基本不变，必须调制频率，即采用变频控制。当高输入电压和轻载时，ZVS-QRC的频率要提高，而ZCS-QRC的频率要降低。设输入电压变化范围为2：1，负载变化范围为100%～10%，则为保持输出电压稳定，ZCS-QRC的频率变化范围应达10：1。曾有研究报告认为，若用开关管代替二极管，ZVS-MRC可实现恒频控制（Makslmovlc，1989，PESC）。

变频控制不如PWM控制简单，而且变压器、电感等磁元件要按最低频率设计，不可能做得极小（即不可能实现最优设计）。为此，20世纪80年代后期，许多学者进一步研究开发了能实现恒频控制的软开关技术，如零开关-PWM技术等。

3.1.3 有源钳位软开关变换技术

我们知道，开关上并联吸收电路可以抑制电力电子系统中的开关浪涌（Surge）电压或电流，使电路中的储能被利用或反馈到电网，从而将器件电压钳位于某一范围内。

无源钳位电路有RCD和LCD两种，RCD钳位电路和RCD吸收电路并不相同，前者是将R、C并联，再串联VD；后者则是将R、VD并联后，再串联C。RCD和LCD钳位电路均可应用于正激变换器，既可钳定器件电压，又可使变压器铁心磁通自动复位。

图3.5所示为一个有源LC吸收电路（日本Sekino，1974）在正激变换器中的应用。电路由VD1、VD2、S2、L、C组成，其中，VD2、L形成一个Buck型PWM开关，当主开关S1关断时，C吸收浪涌能量，S2导通，C将吸收的能量通过Buck开关电路馈入电网。这种接法可将Sl电压钳位在Vi/（1-D）水平上。

后来，有人（Carsten，1981，PCI）提出了开关变换器有源钳位（Active Clamp）方案，可使正激变换器磁心的工作范围从第一象限扩展到第三象限，从而提高了磁心的有效利用率（Vinciarelli，1982，美国专利）。

5年后，有源钳位ZVS变换器研制成功（Barn，1986，APEC，日本Norigoe，1986），可应用于正激和反激等多种电路，并成为软开关变换器基本技术之一。

1.有源钳位正激变换器

图3.6所示为有源钳位正激变换器的两种拓扑。钳位开关S2（小功率MOSFFT）和钳位电容C串联，组成有源钳位电路。它有两种接法：①并联在变换器的主开关S1两端，见图3.6（a）；（2）并联在变压器一次绕组两端，见图3.6（b）。

仔细研究图3.5和图3.6（a），不难发现，两个电路几乎是相同的。若将图3.5中A、B两端短接就变成图3.6（a）的基本形式，而图3.6（a）中的变压器励磁电感即为图3.5中的电感L。

有源钳位技术对于DC-DC正激变换器尤为合适，因为在正激变换器中利用有源钳位，可实现变压器磁心磁通自动复位（reset），无需另加复位措施；并可使励磁电流正、负方向流通，使磁心在磁化曲线的第一、三象限运行，提高磁心利用率。

在主开关关断期间，钳位电容将主开关两端电压钳在一定数值水平上，基本保持不变，从而避免了主开关上过大的电压应力。分析证明，正激变换器主开关两端电压为输入电压Vi与钳位电容C电压VC0之和。计算可得图3.6（a）、（b）中的VC0分别为

VC0=Vi/（1-D） （3.6）

VC0=DVi/（1-D） （3.7）

式（3.7）可推导如下：图3.6（b）所示电路中，周期Ts内，Sl导通时间为DTs，变压器一次绕组承受电压为Vi，Sl关断时间为（1-D）Ts，变压器一次绕组承受电压-VC0。由伏秒平衡关系DT0Vi=（1-D）TsVC0，即可得VC0=DVi/（1-D）。

有源钳位正激变换器有两种运行方式：ZVS和非ZVS。仅钳住主开关电压，并不等于实现零电压开通（ZVS）。当S1、S2关断，S1输出电容和变压器绕组电感谐振时（见表3.3中的模式4），只要Sl电压VdS1谐振到零，就可实现零电压开通。下述两种情况是保证VdS1谐振到零的条件。

①

Imax＞I0N2/N1

不等式中，Imax为变压器励磁电流峰值；I0为负载电流；N2、N1分别为变压器二次和一次绕组匝数。

②在变压器二次侧与整流二极管串联一个饱和电感（其作用相当于磁开关），励磁电流较小时，电感很大，阻止励磁电流流向二次侧，保证主开关管电压谐振到零。

2.有源钳位ZVS正激变换器稳态运行分析

图3.6（b）所示电路中，稳态运行时，设Sl开通前，钳位电容电压为VC0，见式（3.7）。在满足式Imax＞I0N2/N1的条件下，一个开关周期可分为四个运行模式，见表3.3。

表3.3 有源钳位ZVS正激变换器稳态运行模式

注：①模式3也是磁通复位阶段。

②钳位电容充放电时vC=VC0±ΔVC，ΔVC为电容电压纹波。

由上述可见，主开关管电压Vds1钳定于：

Vds1=Vi+ViD/（1-D）±ΔVC≈Vi+ViD/（1-D）=Vi/（1-D） （3.8）

因而限制了电压应力。并且在满足式（3.8）的条件下，可实现ZVS。工作频率是恒定的。

例如，应用专用集成控制电路LCC3580的有源钳位正激变换器，主要参数如下：输入电压AC90～260V，输出电压DC5V，开关频率250kHz；Po=10～100W，Dmax=0.75；变换器效率为82%～85%（半载时为85%），与无源钳位变换器相比，效率提高6%～10%。如果将输出整流和续流二极管改用同步整流MOS管，则电路效率可提高到90%。

3.并联交错输出的反激变换器和反激-正激变换器

有源钳位技术也可应用于双管正激变换器（如图3.7所示）、两台并联正激变换器、两台并联反激变换器（如图3.8所示），以及反激-正激变换器（fly-forward converter）（如图3.9所示）。

Lr≥Cr（Vi+Vo）2/I2 s1·peak （3.9）

反激变换器的特点是拓扑简单，加有源钳位电路，可以使变压器漏磁能量回馈。主开关结电容与变压器漏感谐振，在DCM相CCM运行模式下均可实现主开关管和钳位MOS管的ZVS，使关断时的电压应力最小。有源钳位电路还可限制输出整流二极管关断时的di/dt从而减少由于反向恢复产生的开关损耗和输出开关噪声。有源钳位反激变换器实现ZVS的条件是（Waston，1994，APEC）：

参数举例：有源钳位DC-DC反激变换器，Vi=100V，Vo=48V，Po=500W，fs=100kHz，Lr=7μH，钳位电容C=2.2μF，在负载≥1/3满载时可实现ZVS，效率（从半载到满载）为93%～88.5%。

由两台反激变换器可组成输出交错并联的有源钳位电路，见图3.8。钳位电容C公用，输出相位相反（Martin，1984，美国专利），使输出电流连续，因而可省去输出滤波电容。参数举例：输入电压55V，输出电压5.2V、10A，开关频率1MHz，效率83%，功率密度3.41W/cm3。

若在两台AC、DC有源钳位反激变换器的输入端采用交错并联，则可改善其输入端功率因数。图3.10给出输入端同相并联和反相交错并联时输入电流Ii=Ii1+Ii2的波形比较，可见输入交错并联时，总输入电流Ii的纹波显著减小，输入滤波器尺寸也可减小许多，从而改善了输入端功率因数。这一电路可用做高功率因数的前置（front-end）功率变换器，输入AC90～260V，输出600W、DC48V，并且只需一个钳位开关。

反激-正激变换器最早由美国IR公司提出（PCI Proceedings，1986，BrianE.TaVlor）。图3.9所示为日本的矢代于1994年提出的有源钳位反激-正激变换器。其主要特点是：正激和反激变换器的变压器T1、T2的一次绕组串联，共用一个主开关管S1和一个钳位电路。钳位电路并联在T1、T2的一次串联绕组上。这种组合方式使一个周期内两台变换器分别向负载供电，变压器二次侧并联交错输出，因此无需另接续流二极管，由于输出纹波小，也无需加滤波电感。一个周期内该电路有8种运行模式，见表3.4。

表3.4 有源钳位ZVS反激-正激变换器一个周期内的8种运行模式

注：①A—正激变换器向负载供电；B—反激变换器供电；C—两台变换器共同供电。

②模式5也是磁复位阶段。

图3.9所示电路的主要特点是主开关和钳位开关都实现了ZVS，使开关损耗减少，电路效率提高。和有源钳位正激变换器一样，钳位电容电压VC0=DVi/（l-D），VdS1=Vi+ViD/（1-D）=Vi（1-D）。

例如，有源钳位反激-正激变换器，输出100W，效率83%，损耗21W。输入电压Vi在30～80V范围内，主开关电压VdS钳位在85～105V范围内。因此，可以选用低耐压的MOS管，并可减少开关的导通电阻Ron。当输出整流管采用同步整流MOS管时，电路效率可进一步提高到90%。

但是，100W输出、无钳位的PWM正激变换器的效率为79%，全部损耗为27W；输入电压Vi在30～80V范围内，开关电压从60V到150V呈线性变化。